徐瑋李濤張濤董錦

(西安電子工程研究所 西安 710100)

0 引言

高分辨雷達的距離向分辨率是通過發(fā)射和處理寬帶信號實現的，工程中寬帶信號的產生、變換、傳輸存在種種非理想因素，難以保證寬帶發(fā)射激勵信號的質量，因而信號處理時的脈沖壓縮性能受到很大限制，最終嚴重影響到雷達分辨率及其旁瓣性能。雷達載頻上瞬時帶寬超過200MHz的信號可認為是寬帶信號，這樣的信號經過脈壓處理可以達到小于1m的分辨率。以目前器件水平產生瞬時帶寬大于200MHz的發(fā)射信號已不再困難，歸納起來主要有以下兩種方法。

第一種，使用DAC直接產生I、Q基帶信號，通過正交調制器得到兩倍基帶帶寬的寬帶信號［1-2］，然后通過上變頻得到發(fā)射激勵信號。這種方法的優(yōu)點是直接產生的帶寬大，正交混頻可以直接得到寬帶信號;缺點是受正交調制器性能的影響，其載波泄露、帶內幅度一致性都較差。第二種，通過中頻數字直接產生中頻信號，然后通過倍頻方式同時提高中心頻率和信號帶寬［3］，最后通過上變頻得到發(fā)射激勵信號。這種方法的優(yōu)點是載波泄露小、溫度穩(wěn)定性好;缺點是容易受到倍頻環(huán)節(jié)的非理想因素的影響，其頻譜純度、相噪指標較差，因此倍頻次數不宜太大。工程中可以結合這兩種方法產生帶寬更高的信號，但是其失真程度也會更大，這些失真表現為幅度失真、相位失真、載波泄露等。出現這些失真后，對雷達的直接影響就是距離向處理時脈壓性能下降，對于去線性調頻接收處理也會因頻率線性度不佳而變差。因此，如何對寬帶發(fā)射信號的失真進行校正是當前寬帶信號產生必須解決的問題。

在失真校正方面，有些文獻采用了將實際點目標回波作為匹配信號改善匹配性能的方法［4］，該方法把信號的產生、傳輸、接收等失真一并考慮，但是并未適應去調頻接收對寬帶信號產生線性度要求較高的場合，不具有一般性。文獻［5］研究了采用正交調制的方法獲得寬帶信號的方法，分析了當存在幅度不平衡、相位失真、載波泄露等因素對信號的信號性能的影響［5］。

本文采用先正交調制后倍頻的方式產生了寬帶信號，并創(chuàng)新性地提出了一種基于儀表的計算機自動數字校正方法，獲得了滿意的校正效果。

1 寬帶失真的表現及校正方法

目前絕大部分寬帶信號產生時都采用了數字產生方式，如基于相位累加的DDS產生方式、基于波形存儲的DAC直接產生方式等。只要能夠準確測量出信號的失真程度，將之轉化為修正量，然后將這個修正量反向補償至數字控制環(huán)節(jié)，即可改善信號產生的質量，這種方式也稱為信號產生的預失真［6］。

圖1 寬帶發(fā)射信號產生與評估系統(tǒng)原理框圖

本文是先通過波形存儲產生基帶進行正交調制獲得基帶帶寬2倍的寬帶信號，后通過二倍頻產生基帶帶寬4倍的寬帶信號的。如圖1所示，整個系統(tǒng)由寬帶波形產生器、上變頻、測量評估、控制機組成。其中，寬帶波形產生器產生的最大帶寬可達800MHz，它由 FPGA、16 通道 SSRAM、兩片高速DAC、低通濾波器、正交調制器組成。控制計算機通過PCI接口可以將寬帶數字波形加載到16通道SSRAM上，產生器能依照雷達 PRF觸發(fā)，以每路125MSa/s的數據率讀取波形數據，經過LVDS提速模塊8比1并行數據串行化輸出，實現LVDS接口1GSa/s的采樣率。IQ兩路DAC產生的信號經過低通濾波器后，輸出的最大帶寬為400MHz帶寬的IQ基帶信號，然后經過正交調制器產生最大帶寬800MHz的信號;最后經過上變頻環(huán)節(jié)中的二倍頻后產生了調制在雷達載波上的4倍基帶帶寬的信號，最大帶寬可達1600MHz。

圖2所示就是研制的寬帶波形產生器。其中FPGA采用的是Altera公司的EP2S90F1508I4;16通道SSRAM使用了八片三星公司250MHz數據率的K7A803609B-QI25;高速DAC采用的是AD公司的1.2GSa/s采樣率的AD9736;低通濾波器為定制器件;混頻器采用的是ADL5372，其基帶輸入帶寬為500MHz，射頻輸出帶寬為1GHz，載漏功率低于-40dBm。

圖2 寬帶波形產生器實物圖

圖3 補償前的寬帶波形實測結果

為了對寬帶發(fā)射激勵信號的性能指標進行評估，本系統(tǒng)還搭建了一個測量評估分系統(tǒng)，以實現將發(fā)射激勵下變頻至中心頻率2GHz，便于信號時域測量、指標分析與評估。該分系統(tǒng)由下變頻器、頻譜分析儀、數字高速示波器、信號源分析儀等儀表以及一臺用于分析的計算機組成。本文實例中，采用該測量評估分系統(tǒng)測試了本方法產生的1200MHz帶寬信號，其中數字示波器上測得的信號波形及其頻域分析結果，如圖3所示。從圖3中可以明顯看到波形失真的幾種表現:第一，時域波形上可見明顯的幅度起伏;第二，頻域結果中心頻率2GHz可見明顯的載漏;第三，頻域幅頻特性出現非理想的波動，這是相位失真在幅度上的一種反映，實際上只有將相位偏差準確提取出來才能客觀地評估相位失真的程度。本文對失真的各個要素進行了數學分析，并從表達式上分離了載漏和幅相失真，實現了幅相偏差的提取，并探索了一種方法實現了對這些因素的獨立補償。

首先不考慮引起失真的因素，存儲IQ基帶數據的數字信號可表示為:

其中D=2N-1-1，N為DAC的位數;φB(t)為存儲波形的相位。按照1GSa/s的DAC數據率計算，要產生脈寬為t的波形需要存儲2000t個數據點。

經過正交調制器后，產生的理想信號為:

其中，h是數字到模擬轉換的比例因子;fL為載波頻率。

考慮電路中的非理想因素時，實際中的失真信號用用式4表示。

其中，a(t)代表的是幅度調制的結果，Δφ(t)代表的是相位偏差量，bcos(2πfLt+φL)代表的是載波泄漏分量，φL為載漏相位，b為載漏幅度。

本文按照先載波泄漏后幅相失真的順序分別進行了補償。其中，補償載波泄漏的方法簡化為:尋找一個直流分量使得該分量能夠與載波泄漏分量抵消。這里會犧牲一部分信號動態(tài)，使得存儲的信號模值由D減小為D'。

補償幅相失真的方法簡化為:將測得的幅度偏差和相位偏差分別在IQ基帶數據上進行預失真。

經過預失真后存儲的IQ基帶數據會變成一個幅度和相位都被調制的信號，且會疊加一個直流分量。補償分量的特性與信號產生系統(tǒng)的傳輸特性恰好相反。

2 預失真校正的實現方法

2.1 載波泄漏補償的實現

如圖4所示，要進行載波泄漏補償，需要用頻譜分析儀不斷監(jiān)測發(fā)射激勵的載漏功率，并將測試結果傳輸給控制計算機，控制計算機根據結果不斷調整IQ基帶信號中的直流分量的幅度和相位，以達到最大化消除載波泄漏的目的。

控制計算機除了能實時修改直流幅度B、支流相位φL的基本功能，還要能根據載漏的測量結果遞歸反饋調節(jié)B、φL，以實現計算機自動修正。軟件的程序流程如圖5所示。首先，設置幅度的初值為100，這個初值是一個經驗值，可以根據載漏的實際水平進行設置，然后監(jiān)視相位調整時的載漏是否比原始的小:如果變小，說明該幅度基本能粗略匹配載漏的幅度;反之，就說明該初值取得過大，應將幅度減小繼續(xù)搜索，直到找到與載漏大致匹配的幅度值。在幅度粗調的基礎上，在360°范圍內搜索一個最佳相位，使尋得的相位與載漏相位一致。最后，通過精調幅度，可獲得與載漏幅度接近的精確幅度。

圖5 載漏補償的程序流程

ADL5372數據手冊提供的載漏指標小于-40dBm，但實際PCB制作時很難保證IQ基帶信號偏置的一致性，一般只能達到-30dBm。按照本文提供的方法后可輕易將載漏功率補償至-45dBm以下。本文提供的方法為全數字校正方式，其效果好于廠家數據手冊中推薦的模擬電路修正法。

2.2 幅相失真補償的實現

幅相位補償的前提是已完成了載漏補償，否則載漏引起的偏差會耦合至幅度和相位偏差中，采用上節(jié)提供的方法可以明顯消除載漏的影響。要對幅度和相位偏差進行提取，要在時域內對波形進行采集和分析。由于當前數字示波器還不能直接測量頻率高于X波段的信號，這里采用了先下變頻至L波段再測量的思路完成了時域的原始數據錄取，其中需要高質量寬帶下變頻器的配合，其實現原理如圖6所示。

其中的數字示波器是 Agilent公司的DSA90604A，其最高采樣率為20GSa/s，輸入帶寬為6GHz，可以實現本文中心頻率2GHz、帶寬1200MHz信號的時域測量。該數字示波器固件能夠將捕獲的時域數據導出成數據文件;幅度和相位偏差信息的提取是通過編制好的C程序實現的，該程序能夠在1分鐘內完成50萬點的數據處理，包括對信號進行數字下變頻變?yōu)?0萬點的基帶信號，取基帶信號的幅度曲線a(t)、相位偏差曲線Δφ(t)等。

幅度、相位失真補償的步驟如圖7所示。首先，采用控制計算機設置原始的波形數據，然后用數字示波器獲取信號的采樣結果，通過分析計算機提取幅度和相位偏差，如果幅相失真不滿足工程要求，則需要控制計算機按照提取的誤差信號進行預失真補償，直到滿足工程要求為止。

圖7 幅相失真補償的流程

圖8、9分別是預失真補償前的實測幅度偏差、相位偏差。從圖8中可以看出，補償前幅度的最大值為0.13，最小值為0.03，幅度起伏超過12dB;從圖9中可以看出，補償前相位偏差約為3.5rad，直接匹配脈壓損失很大。采用本方法能對幅相失真進行補償，從根本上改善發(fā)射激勵的信號質量，改善程度可采用信號處理中的脈沖壓縮方法進行評價。如圖10所示的是補償前、后、理想信號在未加權條件下的脈壓結果，從圖中可以看出:補償前主瓣比理想值有明顯展寬，且旁瓣嚴重不對稱，第一旁瓣比理想值高約7dB;預失真補償后，旁瓣基本對稱，其主瓣寬度和第一旁瓣抑制與理想值已十分接近，充分驗證了本文所提補償方法的有效性。

圖9 相位偏差的提取

圖10 校正前、后與理想脈壓結果的比較

3 結束語

本文采用先正交調制后二倍頻的方式可以產生最大帶寬為1600MHz的信號，文中以1200MHz帶寬為例展示了寬帶失真存在的問題，并提出了一種基于儀表的計算機自動化數字校正方法，獲得了滿意的校正效果。

隨著雷達分辨率的不斷提高，人們對寬帶信號的指標要求也越來越高。本方法采用常用儀表搭建測試系統(tǒng)提取補償信息，具有搭建方便、補償效果好的優(yōu)點。目前器件水平發(fā)展很快，采樣率更高的DAC、調制帶寬更大的正交調制器也已經成熟，這使得通過正交調制直接產生2GHz帶寬以上的信號不再困難;本文提供的載漏補償、幅相預失真方法能夠顯著改善類似應用中雷達距離分辨率、旁瓣抑制性能，因而有著廣泛的應用前景。

［1］江友平，蔣路華.基于正交上變頻器的寬帶DDS設計［J］. 艦船電子對抗，2012，35(4):58-60.

［2］熊躍軍，黎向陽，羅鵬飛.寬帶脈沖壓縮信號產生系統(tǒng)的設計與實現［J］.現代雷達，2006，28(1):68-70.

［3］陳研，陳立群.基于DDS的寬帶捷變頻綜的設計及其應用［J］.中國電子科學研究院學報，2010，5(4):423-429.

［4］楊文軍，徐泳，王峰，向勇奇.寬帶雷達系統(tǒng)失真補償信號的提取方法［J］.現代雷達，2006，28(5):8-11.

［5］胡仕兵.超寬帶雷達脈沖壓縮信號數字產生方法研究［D］.成都:電子科技大學，2009.

［6］陳波，黎向陽.基于FPGA的直接數字波形合成寬帶信號源的設計與實現［J］.火控雷達技術，2006，35(1):56-59.