丁新平 王伯榮 張承慧

（1.青島理工大學(xué)自動化工程學(xué)院 青島 266520 2.山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院 濟(jì)南 250061）

1 引言

可再生能源和新能源的發(fā)展迫切需要高效節(jié)能的電能轉(zhuǎn)換電路以充分利用來之不易的能量。分布式發(fā)電系統(tǒng)作為電網(wǎng)的有益補(bǔ)充，在邊遠(yuǎn)地區(qū)和環(huán)境比較特殊的地方優(yōu)勢非常明顯[1]。光伏模塊和燃料電池的電壓等級對系統(tǒng)的影響較大，高電壓需要多個模塊的串聯(lián)，給系統(tǒng)造成了高故障率和高成本的缺點(diǎn)。傳統(tǒng)的解決方案是采用如圖1所示的兩級電路來實(shí)現(xiàn)升壓及并網(wǎng)功能。前級 DC-DC電路實(shí)現(xiàn)直流鏈電壓的升壓，后級VSI實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)功能。

圖1 級聯(lián)DC-DC斬波電路的兩級逆變電路Fig.1 DC-DC converter cascaded with VSI

兩級電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，效率低。文獻(xiàn)[3]提出Z源逆變電路（ZSI），作為單級逆變電路（Single-Stage Boost Inverter，SSBI）實(shí)現(xiàn)了兩級電路的功能，并增強(qiáng)了逆變電路的安全性。準(zhǔn)Z源逆變電路（qZSI）是Z源逆變電路的拓展，除了繼承了ZSI的優(yōu)點(diǎn)外，還增加了輸入電流連續(xù)和電容電壓應(yīng)力小的優(yōu)點(diǎn)[4]。

ZSI和qZSI獨(dú)特的升壓原理限制了該類電路的升壓能力，直通必須加在傳統(tǒng)零矢量里面。要得到較高的升壓比，逆變電路必須工作在較小的調(diào)制因子下。文獻(xiàn)[11-14]實(shí)現(xiàn)了 SSBI在較小的直通占空比 Dsh時得到較大的升壓因子 B。文獻(xiàn)[18-21]引入了開關(guān)電感以提升ZSI和qZSI的升壓能力，得到較高的升壓比 B。以上措施不同程度地改善了升壓能力，但是在獲得高升壓增益的同時，相應(yīng)地帶來電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜、漏感增加等一系列缺點(diǎn)，系統(tǒng)成本、樣機(jī)重量和體積明顯增加，單位功率密度下降。

文獻(xiàn)[25]在總結(jié)現(xiàn)有單級可升壓逆變電路的特點(diǎn)和共性后，提出電抗源逆變電路（X-Source Inverter，XSI）概念。對單級可升壓逆變電路進(jìn)行了統(tǒng)一定義，并提出兩種推演單級可升壓逆變電路的方法。

本文利用XSI的推演方法，提出了新型高升壓增益單級逆變電路，采用耦合電感匝比n和直通占空比 Dsh兩個自由度來實(shí)現(xiàn)較高的升壓比 B。該電路元器件較少、結(jié)構(gòu)簡單，作為單級逆變電路能夠?qū)崿F(xiàn)非常高的升壓比，優(yōu)勢明顯。本文首先利用耦合電感的伏秒平衡法則，推導(dǎo)了電路各部分之間的電壓關(guān)系。然后詳細(xì)地分析和研究了電路的工作模式和一個周期里面的工作狀態(tài)。最后利用仿真軟件和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了理論分析的正確性和可行性。

2 新型高升壓增益單級逆變電路

2.1 典型單級可升壓逆變電路

最具代表性的單級可升壓逆變電路是如圖2a所示的Z源逆變電路。該電路首次實(shí)現(xiàn)了單級逆變電路的升壓功能。圖2b、圖2c是在其基礎(chǔ)之上進(jìn)行的優(yōu)化和改良。三種電路工作模式都是在傳統(tǒng)零矢量里面增加了直通零矢量，通過電路的直通實(shí)現(xiàn)了電容能量向電感的轉(zhuǎn)換，此時電容相當(dāng)于電源，在非直通模式時，除了普通的VSI工作模式外，電源給電容充電，電容儲能，為直通模式時的放電做好前期儲能準(zhǔn)備。Z源逆變器和準(zhǔn)Z源逆變器的升壓比可以表示為：

式中，VPN是直流鏈電壓最大值；Vg是輸入電壓；Dsh是直通占空比。

圖2 幾種典型的單級可升壓逆變電路Fig.2 The typical single-stage boost inverters

變壓器型Z源逆變器結(jié)構(gòu)簡單，升壓能力較好，具體升壓能力和直通占空比的關(guān)系見式（2）。要得到高升壓增益，必須增加耦合電感的匝比，相應(yīng)的帶來的較大的漏感和串聯(lián)電阻，給整個逆變系統(tǒng)帶來了很大影響，如EMI和損耗等。

其他改良電路諸如開關(guān)電感Z源逆變電路等也能得到較大的電壓升壓能力[18]，但其電路較復(fù)雜，并且升壓能力也有限。鑒于篇幅，此處不再贅述。

2.2 新型高升壓增益單級逆變電路

采用文獻(xiàn)[25]提出的 DR-XSI推演法，得到如圖3所示的新型高升壓增益單級逆變電路，命名為耦合電感升降壓電抗源逆變電路（Coupled-Inductor Buck-Boost X-Source Inverter，CIBBXSI）。該電路從耦合升-降壓斬波電路（Buck-Boost Converter，BBC）級聯(lián)電壓源逆變器（VSI）的兩級電路推演而來。利用逆變橋的續(xù)流二級管代替Buck-Boost電路的整流二極管，用耦合電感代替Buck-Boost電路里面的電感就構(gòu)成了本文所提新型單級高升壓增益逆變電路。

圖3 單級耦合電感升-降壓電抗源逆變電路Fig.3 The coupled-inductor buck-boost X-source inverter(CIBBXSI)

考慮耦合電感的漏感和數(shù)學(xué)模型后，新型單級高升壓增益逆變電路的等效電路如圖4所示。

圖4 單級耦合電感升-降壓電抗源逆變電路等效電路圖Fig.4 The equivalent circuit diagram of CIBBXSI

2.2.1 CIBBXSI工作模式及穩(wěn)態(tài)分析

與所有單級可升壓逆變電路工作模式相似，新型單級逆變電路也存在兩種根本的工作模式：直通模式和非直通模式。如圖5所示。直通模式時電容儲能，電感釋放能量；非直通時電容連同電源一起給負(fù)載供電，同時電感儲存能量。具體工作模式和電壓關(guān)系為：

非直通時，電源通過 S7-L1回路給電感充電，電容C和電感L2放電，供給負(fù)載能量。關(guān)系式為

直通模式時，電感能量通過續(xù)流二極管或MOS管（同步整流狀態(tài)）為電容充電，如圖5b所示。該模式下滿足關(guān)系式

圖5 CIBBXSI工作模式Fig.5 The operating modes of proposed CIBBXSI

利用耦合電感兩個繞組的電感伏秒平衡法則，由式（3）和式（4）得到電路各部分電壓滿足

從式（5）可以推導(dǎo)出直流鏈電壓VPN和直流側(cè)電容電壓VC分別為

式中，vL1為耦合電感初級繞組電感電壓；vL2為耦合電感次級繞組電感電壓；Vg為直流輸入電源電壓；VC為直流側(cè)電容電壓；VPN為直流鏈電壓最大值；Dsh為直通占空比；1-Dsh為開關(guān) S7導(dǎo)通占空比；n=Ns/Np為耦合電感次級繞組和初級繞組匝比；B=n/Dsh為直流鏈電壓增益。

從式（6）能夠看出，直流鏈電壓最大值可以通過耦合電感匝比n和直通占空比Dsh兩個自由度調(diào)節(jié)，并且直通占空比Dsh越小時，升壓增益B越大。消除了直通占空比和調(diào)制因子的限制。

圖6為直流鏈電壓增益B隨逆變電路直通占空比 Dsh的變化情況。在 0

圖6 CIBBXSI電壓增益與直通占空比的關(guān)系Fig.6 The relationship between voltage gain and shoot-through duty cycle of CIBBXSI

2.2.2 CIBBXSI電路周期工作狀態(tài)

電路在進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，周期工作。一個周期中基本有下面的4個（3種）工作狀態(tài)，以有效狀態(tài)作為周期循環(huán)的初始狀態(tài)。具體時段情況如圖7、圖8所示。

（1）t1時刻以前：開關(guān)S7導(dǎo)通，電源給電感Lm充電，同時連同電容C的能量一起給負(fù)載供電，此時輸出電流為負(fù)載額定電流。

（2）t1-t2時段：該時段，逆變電路進(jìn)入傳統(tǒng)零狀態(tài)，即傳統(tǒng)意義的000或111空間狀態(tài)。此時直流鏈電路和交流負(fù)載沒有能量交換，直流側(cè)輸出電流iload為零。電感Lm由電源繼續(xù)充電，為下一個工作狀態(tài)儲存能量。

圖7 CIBBXSI周期工作狀態(tài)Fig.7 The operating states of proposed CIBBXSI in one switching cycle

圖8 CIBBXSI工作模式Fig.8 The operating modes of proposed CIBBXSI

（3）t2-t3時段：在時刻t2之后，直通信號加到逆變橋的開關(guān)上，同時關(guān)斷了S7。電感中儲存的能量給電容C充電，充電回路見圖6c。值得說明的是，在MOSFET管作為有源器件的逆變電路中，續(xù)流通過MOSFET管的反向流動來實(shí)現(xiàn)，相當(dāng)于同步整流電路中的整流管。在 IGBT作為有源元件的逆變電路中，續(xù)流電路通過逆變電路反并二極管完成。

（4）t3-t4時段：該時刻為另一個傳統(tǒng)零狀態(tài)，具體和t1-t2時段相似。

（5）t4時刻后，新的有效狀態(tài)開始，進(jìn)入下一個循環(huán)周期。

3 仿真和實(shí)驗(yàn)

3.1 仿真結(jié)果

利用 saber仿真軟件對本文提出的高升壓增益單級逆變電路進(jìn)行驗(yàn)證。電路的具體參數(shù)如表所示，參數(shù)取值可以參考文獻(xiàn)[25]。

表 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證時電路參數(shù)值Tab.The parameters value of the proposed inverter in the simulation and experiment.

圖9所示為在輸入電壓為48V，耦合電感匝比為n=2，直通占空比Dsh=0.22時的仿真波形。直流鏈電壓最大值升到 420V左右，基本符合理論計算值 nVg/Dsh=96/0.22=436V，理論計算和仿真存在差值由仿真電路中寄生參數(shù)（電感串聯(lián)電阻、二極管等效電阻等）的壓降造成。升壓比B=420/48=8.75，此時逆變電路調(diào)制因子為M=0.78。逆變電路輸出相電壓最大值可以計算為 420V×0.78/2=164。基本滿足輸出三相額定 120VRMS的要求。仿真結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖9 仿真波形Fig.9 Simulation waveforms

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在實(shí)驗(yàn)室構(gòu)建了1kW樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，樣機(jī)參數(shù)與仿真時完全一致（見表）。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10所示。

圖10 實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.10 Experimental results

由圖10a可以看出，逆變器輸出電壓可以任意調(diào)節(jié)，并隨著調(diào)制因子M的增大而升高，符合理論分析。圖10b顯示，在調(diào)制因子 M=0.78，D=0.22時，直流鏈電壓升壓比B=420/50=8.4，與理論分析和仿真結(jié)果比較吻合。由實(shí)驗(yàn)可以看出，本文提出的單級逆變電路能夠?qū)崿F(xiàn)高升壓增益，應(yīng)用在微電網(wǎng)中可以顯著減少微源模塊的串聯(lián)個數(shù)，減少系統(tǒng)故障率，并提高系統(tǒng)的功率密度。

4 結(jié)論

針對單級可升壓逆變電路升壓能力受調(diào)制因子限制的局限性，提出了新型高升壓增益單級逆變電路。該電路適合應(yīng)用于電壓大范圍變化且升壓能力要求較高的場合。具體優(yōu)點(diǎn)為：

（1）逆變電路元器件較少。能夠?qū)崿F(xiàn)較高的功率密度。

（2）克服了升壓能力和調(diào)制因子的限制。在較大調(diào)制因子下，能夠得到較高的升壓增益。

（3）電路安全性能高。獨(dú)特的 LC結(jié)構(gòu)使得逆變電路的直通成為一種工作模式，不會損壞逆變橋。

（4）電容電壓引力較之直流鏈電壓最大值小。在可調(diào)度式分布式并網(wǎng)系統(tǒng)里面，儲能元件的電壓等級較小，減少了串聯(lián)個數(shù)，繼而降低了成本和故障率。

1kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)如圖11所示。

圖11 1kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.11 Prototype of proposed inverter

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