魏佩瑜，李海濤，張新慧，王欽冰，宋春蕾

(1．山東理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，山東淄博255049;2．淄博供電公司，山東淄博255000; 3．高青縣供電公司，山東淄博256300)

混合儲(chǔ)能脈沖電源中電容重復(fù)利用方案設(shè)計(jì)及仿真

魏佩瑜1，李海濤1，張新慧1，王欽冰2，宋春蕾3

(1．山東理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，山東淄博255049;2．淄博供電公司，山東淄博255000; 3．高青縣供電公司，山東淄博256300)

在基于超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源中，兩個(gè)儲(chǔ)能電感比值較大時(shí)轉(zhuǎn)換電容的容量要求也較大，降低了超導(dǎo)儲(chǔ)能的體積優(yōu)勢(shì)。針對(duì)這一問題，本文分析了轉(zhuǎn)換電容對(duì)單模塊電路工作特性的影響，提出了多模塊超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路共用一個(gè)轉(zhuǎn)換電容支路的設(shè)計(jì)思路，并以三模塊為例對(duì)同時(shí)放電和延時(shí)放電模式進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。仿真結(jié)果表明:多模塊超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路可以共用一個(gè)轉(zhuǎn)換電容支路，兩種放電模式對(duì)負(fù)載電流脈沖都進(jìn)行了改進(jìn)，但同時(shí)放電模式進(jìn)一步降低了超導(dǎo)儲(chǔ)能的優(yōu)勢(shì)，而延時(shí)放電模式可大幅提高超導(dǎo)儲(chǔ)能的優(yōu)勢(shì)。

脈沖功率;超導(dǎo)儲(chǔ)能;電流脈沖;多模塊

1 引言

脈沖功率技術(shù)是一門以現(xiàn)代科學(xué)研究和國(guó)防軍事研究為基礎(chǔ)發(fā)展起來的多學(xué)科交叉融合的新興學(xué)科，在新概念武器及未來高速運(yùn)載工具方面具有極大的應(yīng)用潛力［1-3］。當(dāng)前儲(chǔ)能技術(shù)是脈沖功率技術(shù)研究的核心技術(shù)之一。電感的儲(chǔ)能密度較高，但其主要問題是儲(chǔ)能電感在斷開放電時(shí)將在斷路開關(guān)兩端產(chǎn)生高電壓［4］。

文獻(xiàn)［5-7］中研究了一種電感-電容混合型儲(chǔ)能電流倍增電路，使其在獲得高儲(chǔ)能密度的同時(shí)，又利用電容限制了放電時(shí)斷路開關(guān)的高電壓，降低了對(duì)斷路開關(guān)的要求。文獻(xiàn)［8］對(duì)于該電路拓?fù)溆糜趯?dǎo)軌型電磁推進(jìn)系統(tǒng)進(jìn)行了仿真研究，分析了電路中各參數(shù)對(duì)系統(tǒng)的影響，給出了系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)的基本原則。不過，由于電阻損耗的存在，傳統(tǒng)電感仍然具有無法長(zhǎng)期儲(chǔ)能的缺點(diǎn)。高溫超導(dǎo)電感具有儲(chǔ)能密度高和可以長(zhǎng)期儲(chǔ)能的優(yōu)點(diǎn)，而且與低溫超導(dǎo)相比，其運(yùn)行成本得到了大幅降低。目前已有較多關(guān)于高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能脈沖功率技術(shù)的研究［9-11］，并已趨于成熟。高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能與該電路模式相結(jié)合也可能產(chǎn)生較好的效果。

為了驗(yàn)證該模式的可行性，本課題組已對(duì)單模塊的高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路進(jìn)行了初步的實(shí)驗(yàn)研究［12］。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該模式是可行的，不過也存在相應(yīng)的問題。實(shí)驗(yàn)中為了增大高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能的低損耗優(yōu)勢(shì)和提高輸出變比，將該電路中參數(shù)值較大的電感用高溫超導(dǎo)電感代替(主要用于儲(chǔ)能)，而參數(shù)值較小的電感(主要用于感應(yīng)出大電流脈沖，其峰值要遠(yuǎn)超過超導(dǎo)帶材的臨界電流)仍采用銅線圈。這使得轉(zhuǎn)換電容的容量占總儲(chǔ)能的比例較高，反而影響了高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能的體積優(yōu)勢(shì)。針對(duì)上述問題，本文通過分析轉(zhuǎn)換電容對(duì)單模塊電路工作特性的影響，提出了多模塊電路共用一個(gè)轉(zhuǎn)換電容支路的設(shè)計(jì)思路，并以三模塊為例進(jìn)行了仿真驗(yàn)證和分析。

2 單模塊電路分析

2.1 單模塊電路結(jié)構(gòu)

單模塊電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路如圖1所示［6，7］，它主要由充電電源、斷路開關(guān)K1和閉合開關(guān)K2、兩個(gè)互感為M的儲(chǔ)能電感L1和L2、二極管D1和D2、轉(zhuǎn)換電容C以及負(fù)載等組成。其中，L1主要用于儲(chǔ)能，本文選擇為高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能電感;L2主要用于儲(chǔ)能和感應(yīng)出大電流脈沖，由于輸出電流脈沖峰值遠(yuǎn)大于超導(dǎo)帶材的臨界電流，而多根超導(dǎo)帶材的并聯(lián)繞制較為困難，本文選為常導(dǎo)電感;電阻R1和R2可分別認(rèn)為是高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能電感的引線電阻和常導(dǎo)電感的內(nèi)阻。

圖1 單模塊電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路Fig．1Capacitive hybrid meat-grinder circuit

2.2 基本工作原理

單模塊電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路的工作過程可分為充電過程和放電過程。充電過程為負(fù)載工作前的準(zhǔn)備階段，該過程中K1閉合，K2斷開，L1和L2異名端相連，串聯(lián)充電，儲(chǔ)能電感等效為L(zhǎng)1+L2+2M。當(dāng)儲(chǔ)能電感電流達(dá)到預(yù)充值時(shí)，K2閉合，K1斷開，L1和L2開始放電。根據(jù)轉(zhuǎn)換電容C的狀態(tài)，放電過程可分為三個(gè)階段:電容充電階段、電容放電階段和二極管D1續(xù)流階段。在電容充電和放電階段，電感L1、LL和電容C構(gòu)成半周期的LC振蕩回路，電感L1通過電流iL1的振蕩將一部分能量通過互感耦合至電感L2中，電感L2中的能量直接釋放給負(fù)載。電流iL1完成半周期的振蕩，達(dá)到反向最大值，再經(jīng)二極管D1續(xù)流與iL2疊加給負(fù)載放電。

若忽略電路中的電阻損耗，I0表示放電前超導(dǎo)電感的初始儲(chǔ)能電流，則電路中的響應(yīng)為［5］:

式中

若定義負(fù)載電流最大值與電感初始儲(chǔ)能電流的比值為電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源的電流倍增倍數(shù)N，表示為:

電流轉(zhuǎn)換過程中，電容電壓的最大值為:

根據(jù)斷路開關(guān)和原邊高溫超導(dǎo)電感低溫絕緣的限制，電容電壓的最大值uCm應(yīng)小于原邊電壓的上限Um，則電容取值要求為:

式(1)～式(6)可作為理想情況下，單模塊電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路設(shè)計(jì)的基本依據(jù)。

2.3 轉(zhuǎn)換電容影響分析

參考實(shí)驗(yàn)室現(xiàn)有高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能脈沖變壓器的參數(shù)［11］，同時(shí)為了驗(yàn)證高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路在兩個(gè)儲(chǔ)能電感比值較大時(shí)的可行性，選取基本參數(shù)L1=13mH，L2=10μH，耦合系數(shù)k =0.9，R1=R2=1mΩ。假設(shè)儲(chǔ)能電感初始儲(chǔ)能電流100A，改變轉(zhuǎn)換電容的電容值，分別取10μF、20μF、50μF、100μF。仿真計(jì)算結(jié)果如圖2所示，其中圖2 (a)為負(fù)載獲得的電流脈沖波形，圖2(b)為儲(chǔ)能電感或電容器的電壓波形。

從仿真結(jié)果可以看到，隨著電容器電容值的減小，負(fù)載回路獲得的電流脈沖峰值隨之增大，而且負(fù)載電流脈沖峰值出現(xiàn)的時(shí)間點(diǎn)逐漸提前，即負(fù)載電流脈沖前沿時(shí)間縮短。電路電感和負(fù)載的等效阻抗不變，由LCR振蕩原理可知，電容值的減小使得電路振蕩頻率和幅度都增大，L2回路感應(yīng)出的電流脈沖幅值也隨之增大。

隨著電容值的進(jìn)一步減小，負(fù)載電流脈沖的增加量逐漸減小，而電容電壓值的增加量則逐漸增大。電容兩端的電壓值較大時(shí)，對(duì)斷路開關(guān)的要求較高，不利于斷路開關(guān)工作，而電容的電壓較低時(shí)，雖然可以降低對(duì)斷路開關(guān)的要求，但負(fù)載電流脈沖峰值較低，電容的最大儲(chǔ)能占總儲(chǔ)能的比例也較高，降低了超導(dǎo)儲(chǔ)能的優(yōu)勢(shì)，具體參數(shù)見表1。表1中，iLm為負(fù)載獲得的電流脈沖幅值，tr為電流脈沖的上升沿時(shí)間，ECm/ELm為電容最大儲(chǔ)能占超導(dǎo)電感總儲(chǔ)能的比例。

圖2 不同轉(zhuǎn)換電容值影響的仿真結(jié)果Fig．2Simulation results with different capacitances

表1 不同轉(zhuǎn)換電容值的仿真性能比較Tab．1Comparison of performance with different capacitances

3 多模塊電路設(shè)計(jì)思路及其仿真

3.1 多模塊電路設(shè)計(jì)思路

為了實(shí)現(xiàn)大電流脈沖輸出，并體現(xiàn)高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能的低損耗優(yōu)勢(shì)，單模塊高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路需要保持高溫超導(dǎo)電感L1較大，而常導(dǎo)電感L2要相對(duì)保持較小，這要求轉(zhuǎn)換電容的容量增大［8］，降低了超導(dǎo)電感儲(chǔ)能的體積優(yōu)勢(shì)。減小電容參數(shù)，可略減小轉(zhuǎn)換電容容量，但效果并不很好，而且要受到斷路開關(guān)承受電壓的限制。從圖2中可以看出，轉(zhuǎn)換電容的作用主要在負(fù)載電流轉(zhuǎn)換或上升沿階段，考慮到實(shí)際應(yīng)用中脈沖電源大多是多模塊系統(tǒng)，因此可以通過開關(guān)組合實(shí)現(xiàn)多模塊超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路共用一個(gè)轉(zhuǎn)換電容支路來提高電感儲(chǔ)能的優(yōu)勢(shì)。

圖3所示為多模塊高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路共用一個(gè)轉(zhuǎn)換電容支路的電路拓?fù)?，其中Module_1、Module_2、…、Module_n為n個(gè)高溫超導(dǎo)電感儲(chǔ)能脈沖電源電路模塊，S1、S2、…、Sn為電容支路對(duì)各個(gè)電路模塊的選擇開關(guān)。通過對(duì)選擇開關(guān)不同的控制方式，該多模塊電路模式可以實(shí)現(xiàn)不同電流脈沖波形。選擇開關(guān)的兩種控制時(shí)序如圖4所示，其中圖4(a)為多模塊電路同時(shí)放電模式，圖4(b)為多模塊電路延時(shí)放電模式。

圖3 多模塊電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源共用電容電路Fig．3Multi-module meat-grinder circuit with common capacitor branch

圖4 選擇開關(guān)的控制時(shí)序Fig．4Control signals of selector switches

圖4中，td為選擇開關(guān)的開通延時(shí)，tw為選擇開關(guān)的開通時(shí)間。為防止多模塊延時(shí)放電過程中各模塊輸出電流對(duì)下一模塊放電造成影響，td和tw的選擇關(guān)系為:

3.2 多模塊電路放電仿真

為方便實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，以2.3節(jié)單模塊高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路參數(shù)為基本參數(shù)，轉(zhuǎn)換電容取C=50μF，選擇3個(gè)模塊對(duì)多模塊電路設(shè)計(jì)思路進(jìn)行仿真，分析多模塊電路共用一個(gè)電容支路的可行性。下面分別對(duì)多模塊電路同時(shí)放電和延時(shí)放電方式進(jìn)行仿真，在1ms時(shí)刻開始放電，仿真結(jié)果如圖5和圖6所示。

圖5 多模塊電路同時(shí)放電仿真結(jié)果Fig．5Simulation results with synchronous discharge

仿真結(jié)果顯示，控制三個(gè)模塊高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路同時(shí)放電，負(fù)載獲得電流脈沖達(dá)到12.95kA，脈沖上升沿時(shí)間約為0.77ms，轉(zhuǎn)換電容的電壓峰值為1.60kV。這說明該多模塊電路同時(shí)放電可以實(shí)現(xiàn)各模塊輸出電流脈沖的疊加，電流脈沖上升沿時(shí)間也明顯縮短，不過轉(zhuǎn)換電容的電壓也將隨著增大。控制3個(gè)模塊電路延時(shí)放電，選擇延時(shí)時(shí)間td剛好為各模塊電路半個(gè)振蕩周期T/2，負(fù)載電流脈沖寬度得到有效增加，電流脈沖的第一個(gè)峰值和上升沿時(shí)間與單模塊的基本相同，而后面兩個(gè)脈沖有較明顯的提高，最高達(dá)到了6.30kA，轉(zhuǎn)換電容的最高電壓比單模塊略有提高，最高只有0.88kV。這說明多模塊高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路可以共用一個(gè)轉(zhuǎn)換電容支路，并實(shí)現(xiàn)電流脈沖寬度的調(diào)節(jié)。

圖6 多模塊電路延時(shí)放電仿真結(jié)果Fig．6Simulation results with delayed discharge

4 分析與討論

通過對(duì)上述多模塊高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路的仿真研究可以得出，多模塊電路同時(shí)放電和延時(shí)放電都可以對(duì)負(fù)載電流脈沖波形進(jìn)行改進(jìn)。不過，本文提出的多模塊電路共用一個(gè)轉(zhuǎn)換電容支路的設(shè)計(jì)思路主要為了減小轉(zhuǎn)換電容的容量，從而提升高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能電感在該電路模式中的體積優(yōu)勢(shì)。表2列出了對(duì)三種模式仿真得出的關(guān)鍵參數(shù)。

表2 不同放電模式的仿真性能比較Tab．2Performance compared with different discharge modes

通過比較可知，在三模塊電路同時(shí)放電過程中，盡管可以實(shí)現(xiàn)輸出電流脈沖的疊加和電流上升沿的大幅減小，但由于轉(zhuǎn)換電容的電壓峰值也增加了近兩倍，使得轉(zhuǎn)換電容的容量與電感總儲(chǔ)能的比例有了大幅增加。而三模塊電路延時(shí)放電過程中，負(fù)載電流脈沖的改進(jìn)主要體現(xiàn)在脈寬的調(diào)節(jié)上，轉(zhuǎn)換電容的最大電壓峰值略有增大，使得轉(zhuǎn)換電容的容量與電感總儲(chǔ)能的比例有了大幅減小。也就是說，多模塊高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路同時(shí)放電模式會(huì)進(jìn)一步降低超導(dǎo)儲(chǔ)能的體積優(yōu)勢(shì)，而延時(shí)放電模式則會(huì)大幅提高超導(dǎo)儲(chǔ)能的體積優(yōu)勢(shì)。因此，可以使用多模塊高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路同時(shí)放電和延時(shí)放電進(jìn)行組合，來滿足實(shí)際應(yīng)用中負(fù)載對(duì)電流脈沖幅值、脈寬以及電源體積的要求。

5 結(jié)論

高溫超導(dǎo)電感儲(chǔ)能與電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路相結(jié)合，在電感比值較大的情況下，轉(zhuǎn)換電容的容量相對(duì)總儲(chǔ)能較大，降低了高溫超導(dǎo)儲(chǔ)能的體積優(yōu)勢(shì)。提出多模塊高溫超導(dǎo)電感-電容混合儲(chǔ)能脈沖電源電路共用一個(gè)轉(zhuǎn)換電容支路的思路，通過設(shè)計(jì)和仿真可以得出:多模塊電路同時(shí)放電模式對(duì)負(fù)載電流脈沖的幅值、上升沿有明顯的改善，但會(huì)進(jìn)一步降低超導(dǎo)儲(chǔ)能的體積優(yōu)勢(shì);延時(shí)放電模式不僅可以有效調(diào)節(jié)負(fù)載電流脈沖寬度，而且會(huì)大幅提高超導(dǎo)儲(chǔ)能的體積優(yōu)勢(shì)。

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(，cont．on p.51)(，cont．from p.27)

Design and simulation of capacitor reusing mode for hybrid energy storage pulsed-power supply

WEI Pei-yu1，LI Hai-tao1，ZHANG Xin-hui1，WANG Qin-bing2，SONG Chun-lei3
(1．School of Electrical and Electronic Engineering，Shandong University of Technology，Zibo 255049，China;2．Zibo Power Supply Company，Zibo 255000，China; 3．Gaoqing Power Supply Company，Zibo 256300，China)

In the superconducting inductive-capacitive hybrid(meat-grinder)pulsed-power supply，the capacitance of switched-capacitor was also required to increase when the ratio of inductors was increased．It will reduce the volume advantage of superconducting magnetic energy storage．In the paper，the impacts of switched-capacitor on a single module circuit working characteristics have been analyzed，and a method that multi-module meat-grinder circuits share a switched-capacitor branch is proposed．In order to verify the method，this paper makes a simulation study of three-module with synchronous discharge mode and delay discharge mode．The result shows that multimodule meat-grinder circuits share a switched-capacitor branch is feasible．Both of the two discharge modes improve the load current pulse markedly，however，synchronous discharge mode reduces the volume advantage of superconducting magnetic energy storage further，while the delay time discharge mode can improve the advantages of superconducting energy storage significantly．

pulsed power;superconducting magnetic energy storage(SMES);current pulse;multi-module

TM836

A

1003-3076(2014)10-0023-05

2013-05-10

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(51407112)

魏佩瑜(1960-)，女，山東籍，教授，主要研究方向?yàn)殡姽だ碚撆c新技術(shù);李海濤(1984-)，男，山東籍，講師，博士，主要研究方向?yàn)槌瑢?dǎo)脈沖功率技術(shù)。