韓輝輝，許建平，陳章勇

(西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川成都610031)

一種消除電壓尖峰的改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器

韓輝輝，許建平，陳章勇

(西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，四川成都610031)

Pseudo-Boost變換器具有雙極性增益，在正負(fù)電壓輸入時，均可得到正極性的輸出電壓，因此Pseudo-Boost變換器可以作為無橋PFC變換器。然而，在Pseudo-Boost變換器開關(guān)管關(guān)斷時刻，Pseudo-Boost變換器的升壓電感與諧振電感形成串聯(lián)支路，引起電感電流躍變，導(dǎo)致嚴(yán)重的電壓尖峰，限制了Pseudo-Boost變換器的實(shí)際應(yīng)用。針對這一問題，本文提出了一種改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器，通過在諧振電感兩端并聯(lián)一個開關(guān)管，避免了Pseudo-Boost變換器工作過程中電感串聯(lián)支路的出現(xiàn)，消除了電壓尖峰。詳細(xì)分析了工作于臨界導(dǎo)電模式的改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器的工作模態(tài)及穩(wěn)態(tài)特性。最后，通過實(shí)驗驗證了理論分析的正確性。此外，該方案同樣適用于連續(xù)模式和斷續(xù)模式。

Pseudo-Boost變換器;臨界導(dǎo)電模式;電感電流;電壓尖峰

1 引言

為了減小非線性負(fù)荷接入電網(wǎng)對電網(wǎng)的諧波污染，功率因數(shù)校正(Power Factor Correction，PFC)技術(shù)得到了廣泛重視［1-4］。傳統(tǒng)PFC變換器通常采用整流橋后級聯(lián)DC-DC變換器的結(jié)構(gòu)，由于整流橋的存在，嚴(yán)重影響了低壓輸入時PFC變換器的效率。為了解決這一問題，無橋PFC變換器［3，4］提供了解決方案。文獻(xiàn)［4］研究了具有雙極性增益Pseudo-Boost變換器。在正負(fù)電壓輸入時，Pseudo-Boost變換器均可得到正極性的輸出電壓，因此Pseudo-Boost變換器可以作為無橋PFC變換器，從而完全消除了傳統(tǒng)PFC變換器中前端二極管整流橋，提高了PFC變換器的效率［3，4］。在開關(guān)管關(guān)斷時刻，Pseudo-Boost變換器的升壓電感和諧振電感形成了一個串聯(lián)支路，引起了電感電流的躍變，并由此產(chǎn)生了如圖1所示的嚴(yán)重電壓尖峰，限制了Pseudo-Boost變換器的應(yīng)用。文獻(xiàn)［4］中采用了RC吸收電路來減小電壓尖峰，但并不能從本質(zhì)上解決問題。本文提出了如圖2所示的改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器，通過在諧振電感兩端并聯(lián)一個開關(guān)管，避免Pseudo-Boost變換器開關(guān)管關(guān)斷時刻升壓電感和諧振電感形成的串聯(lián)支路，從而消除了電感電流躍變和電壓尖峰。最后，通過實(shí)驗驗證了該方案的正確性和可行性。

2 改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器的工作原理

該變換器對開關(guān)管S2的導(dǎo)通時序有嚴(yán)格的要求，開關(guān)管S2的導(dǎo)通起始時刻必須是模態(tài)2［t1～t2］工作過程中的任何一時刻，S2關(guān)斷時刻是模態(tài)3的結(jié)束時刻。本文所研究的開關(guān)管S1與S2的導(dǎo)通時序完全互補(bǔ)，且不存在死區(qū)。

為了簡化分析，假設(shè):①所有開關(guān)管、二極管、電感和電容均為理想元件;②儲能電容C足夠大，輸出電壓vo保持不變;③諧振電感Lr遠(yuǎn)小于升壓電感L，諧振電容Cr遠(yuǎn)小于輸出儲能電容C;④電路工作于臨界導(dǎo)通模式(Critical Conduction Mode，CRM)。

改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器在輸入正電壓和負(fù)電壓時具有不同的工作模式。

2.1 正輸入電壓

正輸入電壓時，工作于CRM模式的改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器存在如圖3所示的三個工作模態(tài)，關(guān)鍵波形如圖4所示。開關(guān)周期開始時刻，升壓電感電流和諧振電感電流初始值為零，諧振電容電壓初始值為ΔvCr，且滿足ΔvCr＜vo，開關(guān)管S1與S2互補(bǔ)導(dǎo)通，且開關(guān)管S1與S2沒有死區(qū)。

圖1 Pseudo-Boost變換器的實(shí)驗波形Fig.1 Key waveforms of Pseudo-Boost converter

圖2 改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器Fig.2 Improved Pseudo-Boost converter

(1)模態(tài)1［t0～t1］:如圖3(a)所示，t0時刻，開關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，電感電流iL線性上升;二極管D1承受正向電壓ΔvCr而導(dǎo)通;二極管D2承受反向電壓－vo而關(guān)斷，諧振支路發(fā)生諧振，諧振電容電壓和諧振電感電流為

圖3 改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器工作模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuit of improved Pseudo-Boost converter

圖4 改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器正輸入電壓的主要波形Fig.4 Key waveforms of improved Pseudo-Boost converter under positive input voltage

經(jīng)過半個諧振周期(Tr=2π/ωr)，諧振電感電流iLr諧振到零，模態(tài)1工作過程結(jié)束。

(2)模態(tài)2［t1～t2］:如圖3(b)所示，t1時刻，諧振電容電壓諧振到－ΔvCr，諧振電感電流iLr諧振到零，二極管D1實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，二極管D2承受反壓而關(guān)斷。開關(guān)管S1仍導(dǎo)通，電感電流iL繼續(xù)線性上升。諧振支路沒有電流通路，諧振電容電壓保持不變。t2時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，模態(tài)2工作過程結(jié)束。

(3)模態(tài)3［t2～t3］:如圖3(c)所示，t2時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通，二極管D2為電感電流iL提供續(xù)流通路而導(dǎo)通，二極管D1承受反壓－vo而關(guān)斷。諧振電感電流為零，升壓電感電流iL由峰值ILp開始下降，諧振電容電壓近似表達(dá)式為

其中，Iav為升壓電感電流的平均值。

當(dāng)升壓電感電流下降到零時，變換器進(jìn)入下一個開關(guān)周期。

2.2 負(fù)輸入電壓

負(fù)輸入電壓時，工作于CRM模式的改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器存在如圖5所示的三個工作模態(tài)，關(guān)鍵波形如圖6所示。開關(guān)周期開始時刻，升壓電感電流和諧振電感電流的初始值為零，諧振電容電壓的初始值為其峰值－vC－ΔvCr，且滿足ΔvCr＜vo，開關(guān)管S1與S2互補(bǔ)導(dǎo)通，且開關(guān)管S1與S2沒有死區(qū)。

圖5 改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器工作模態(tài)等效電路Fig.5 Equivalent circuit of improved Pseudo-Boost converter

(1)模態(tài)4［t0～t1］:如圖5(a)所示，在t0時刻，開關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，電感電流iL線性下降;二極管D2承受正向電壓ΔvCr而導(dǎo)通，二極管D1承受反向電壓－vo而關(guān)斷，諧振支路發(fā)生諧振，諧振電容電壓和諧振電感電流為

圖6 改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器負(fù)輸入電壓的主要波形Fig.6 Key waveform of improved Pseudo-Boost converter under negative input voltage

經(jīng)過半個諧振周期(Tr=2π/ωr)，諧振電感電流iLr諧振到零，模態(tài)4工作過程結(jié)束。

(2)模態(tài)5［t1～t2］:如圖5(b)所示，在t1時刻，諧振電容電壓諧振到－vC+ΔvCr，諧振電感電流iLr諧振到零，二極管D2實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，二極管D1承受反壓而關(guān)斷。開關(guān)管S1仍導(dǎo)通，電感電流iL繼續(xù)線性下降。諧振支路沒有電流通路，諧振電容電壓保持不變，t2時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，模態(tài)5工作過程結(jié)束。

(3)模態(tài)6［t2～t3］:如圖5(c)所示，t2時刻，開關(guān)管S1關(guān)斷，S2導(dǎo)通，二極管D1為電感電流iL提供續(xù)流通路而導(dǎo)通，二極管D2承受反壓－vo而關(guān)斷。諧振電感電流為零，升壓電感電流iL由峰值－ILp開始上升，諧振電容電壓近似表達(dá)式為

其中，Iav為升壓電感電流的平均值。

當(dāng)升壓電感電流上升到零時，變換器進(jìn)入下一個開關(guān)周期。

3 穩(wěn)態(tài)特性分析

改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器存在四個狀態(tài)變量:儲能元件狀態(tài)變量vC、iL和諧振元件狀態(tài)變量vCr、iLr，其中儲能元件狀態(tài)變量vC、iL的特征頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于開關(guān)頻率，諧振元件狀態(tài)變量vCr、iLr的特征頻率與開關(guān)頻率相近?；趶V義狀態(tài)空間平均技術(shù)［5］，可以建立儲能元件狀態(tài)變量vC、iL的狀態(tài)空間平均方程，并由此分析改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器的穩(wěn)態(tài)特性。

由圖3(a)、3(b)可得變換器在模態(tài)1～模態(tài)3的狀態(tài)方程分別為

由圖3(c)可得開關(guān)管S1關(guān)斷時變換器狀態(tài)方程

取狀態(tài)變量為x=［iLvo］T，由廣義狀態(tài)空間平均技術(shù)，可得正輸入電壓時改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器的廣義狀態(tài)空間平均方程為

其中，d為開關(guān)管S1的瞬態(tài)占空比。

由式(9)可知

同理，可得負(fù)輸入電壓時變換器的增益特性為

由式(10)和式(11)可知，無論輸入正電壓還是負(fù)電壓，改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器的輸出與輸入電壓的傳輸比完全相同。

4 實(shí)驗驗證

為了驗證理論分析的正確性，搭建了一臺實(shí)驗樣機(jī)，變換器的主要實(shí)驗參數(shù):輸入電壓vg=± 25V，直流輸出電壓vo=50V，儲能電容C=470μF，升壓電感L=100μH，諧振電感Lr=7.8μH，諧振電容Cr=3.3μF，開關(guān)頻率f=50kHz。

如圖7(a)和圖7(b)所示分別為輸入電壓vg= ±25V時，改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器的開關(guān)管S1電壓vS1、諧振電感電流iLr、升壓電感電流iL和二極管D1電壓vD1的實(shí)驗波形。由圖7可知，在開關(guān)管S1關(guān)斷時，改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器的輔助開關(guān)管S2導(dǎo)通，為升壓電感L提供續(xù)流通路，諧振電感電流保持為零，從而避免出現(xiàn)升壓電感和諧振電感的串聯(lián)支路，避免電感電流躍變，消除電壓尖峰，變換器的性能得到了顯著改善。

圖7 改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器主要波形Fig.7 Key waveforms of improved Pseudo-Boost converter

5 結(jié)論

傳統(tǒng)Pseudo-Boost變換器在工作過程中會產(chǎn)生電感電流躍變和電壓尖峰，限制了該變換器的實(shí)際應(yīng)用。為消除電壓尖峰，本文提出了一種改進(jìn)型Pseudo-Boost變換器，消除了傳統(tǒng)Pseudo-Boost變換器中存在的電壓尖峰，本文詳細(xì)分析了該變換器工作于CRM模式的工作模態(tài)及穩(wěn)態(tài)特性。通過實(shí)驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性。此外，該方案同樣適用于連續(xù)模式和斷續(xù)模式。

(，cont.on p.37)(，cont.from p.31)

［1］許化民(Xu Huamin).單級功率因數(shù)校正AC/DC變換器的綜述(A summary of single-stage Power Factor Corrector(PFC)AC/DC converter)［J］.電力電子技術(shù)(Power Electronics)，2001，33(1):56-60.

［2］李冬，阮新波(Li Dong，Ruan Xinbo).高效率的Boost型功率因數(shù)校正預(yù)調(diào)節(jié)器(A high efficient Boost converter with power factor correction)［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(Proceedings of the CSEE)，2004，24(10): 153-156.

［3］Slobodan Cuk.True bridgeless PFC converter achieves over 98%efficiency，0.999 power factor［J］.Power E-lectronics Technology，2010，36(7):10-18.

［4］Chen Zhangyong，Xu Jianping，Zhou Guohua，et al.A-nalysis of bridgeless Pseudo-Boost PFC converter［A］.IEEE ISIE［C］.2012.189-193.

［5］Jianping Xu，CQ Lee.An unified averaging technique for the modeling of quasi-resonant converters［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，1998，13(3): 556-563.

Im proved Pseudo-Boost converter w ith elim ination of voltage spike

HAN Hui-hui，XU Jian-ping，CHEN Zhang-yong
(School of Electrical Engineering，Southwest Jiaotong University，Chengdu 610031，China)

Under both positive and negative input voltage，the output voltage of Pseudo-Boost converter is positive，i.e.Pseudo-Boost converter has bipolar voltage gain，whichmakes itacting as a bridgeless PFC converter.For the Pseudo-Boost converter，when the switch is turned off，boost inductor is connected in serieswith resonant inductor，which makes a step change of inductor current，and thus produces a serious voltage spike.This voltage spikemay limit the application of Pseudo-Boost converter.In this paper，to eliminate the voltage spike at the time when the switch is turned off，an improved Pseudo-Boost converter is proposed by connecting a switch in parallelwith the resonant inductor.Experimental results are provided to verify the theoretical analysis results.Furthermore，the scheme can be applied to both continuous conduction mode and discontinuous conduction mode.

Pseudo-Boost converter;critical conduction mode(CRM);inductive current;voltage spike

TM46

A

1003-3076(2014)08-0028-04

2012-12-03

韓輝輝(1987-)，男，河南籍，碩士研究生，研究方向為功率因數(shù)校正變換器及其控制技術(shù);許建平(1963-)，男，貴州籍，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為開關(guān)變換器的控制方法，低電壓大電流電路拓?fù)浼翱刂撇呗匝芯?，電源管理技術(shù)，功率因數(shù)校正技術(shù)等。