王 旭，王挺峰，王弟男，王化龍*

(1.總參四部駐沈陽地區(qū)軍事代表辦事處，遼寧錦州121000;

2.中國科學院長春光學精密機械與物理研究所

激光與物質(zhì)相互作用國家重點實驗室，吉林長春130033)

1 引言

激光通信是以激光為載波的通信方式?，F(xiàn)有的激光通信系統(tǒng)主要是以光纖為傳輸介質(zhì)的光纖通信系統(tǒng)和以自由空間為傳輸介質(zhì)的自由空間激光通信(FSO)系統(tǒng)。當FSO的傳輸介質(zhì)為近地大氣時，該系統(tǒng)又稱為近地FSO系統(tǒng)。在過去的幾十年中，光纖系統(tǒng)取得了長足發(fā)展，與FSO系統(tǒng)相比，其信道模型更為簡單，現(xiàn)有多模光纖的衰減約為幾個dB/km，單模光纖的衰減約為幾十dB/km［4］。隨著光電器件技術(shù)的發(fā)展，光纖通信系統(tǒng)已經(jīng)相當成熟并已成為高速通信領(lǐng)域中最重要的通信方式，光纖的發(fā)明者也因此獲得諾貝爾獎。而FSO系統(tǒng)的信道模型更加復雜，對載波方向和光強的影響更加嚴重，比如不同能見度下，其對光強的衰減可能低至1 dB/km，也可能高至幾百 dB/km［4］。

FSO系統(tǒng)的構(gòu)建必須在分析信道特性的前提下，設計符合信道特性的硬件以及相關(guān)的物理層通信協(xié)議。本文分析了大氣信道特性的傳輸特性，設計了一種小型激光通信系統(tǒng);簡要介紹了針對大氣信道和該硬件結(jié)構(gòu)設計的通信協(xié)議;針對大氣激光鏈路中通信頻繁中斷導致帶寬利用率低的問題，采用了串行通信中并不常用的本地時鐘生成方法，通過多相位采樣技術(shù)解決了本地時鐘生成方法中的時鐘對齊問題和頻率漂移問題。經(jīng)測試，本地時鐘生成的方法適合于大氣激光通信系統(tǒng)，能夠加快信道失敗后的再同步過程，有效降低同步帶寬需求。

2 信道特性

針對大氣對無線光通信信道可用率和可靠性的嚴重影響，信道本身特性的研究已經(jīng)成為無線光通信領(lǐng)域的重要研究內(nèi)容。大氣對其內(nèi)傳輸激光束的影響主要有大氣吸收、大氣散射以及大氣湍流等［1］。

大氣吸收主要包括氣體分子吸收和水分子吸收。在近紅外波段，氣體分子吸收與水分子吸收相比要微弱得多，因此在無線光通信信道分析中常常忽略氣體分子的吸收作用。大氣對光波的吸收線譜如圖1所示［5］，在吸收帶中的少數(shù)幾個窗口中光的透過率較高，這些窗口稱為“大氣傳輸窗口”。在大氣激光通信中，為了減小大氣吸收造成的功率衰減，通常選取大氣窗口中的波長作為通信載波。根據(jù)現(xiàn)有的激光器、光電檢測器件技術(shù)，常用的波長主要有850 nm附近、1 550 nm附近和2.06 μm附近等。在FSO系統(tǒng)中，選取了人眼安全的1 550 nm半導體激光器作為通信光源［4］。

圖1 大氣吸收譜線Fig.1 Atmospheric absorption spectrum

大氣散射包括瑞利散射、米耶散射和幾何散射。在FSO系統(tǒng)的常用波段，瑞利散射是由大氣分子引起的。瑞利散射的體散射系數(shù)σm(λ)如式(1)所示:

式中:N為單位體積內(nèi)的氣體分子數(shù)，Ns為海平面處標準大氣條件下單位體積內(nèi)的氣體分子數(shù)，δ為散射的退偏振因子，n為大氣折射率。由式(1)可知，瑞利散射造成的功率衰減正比于λ－4，因此波長越長瑞利散射的影響越小。在FSO系統(tǒng)中的常用波段，瑞利散射造成的功率衰減在總的信道衰減中所占的比重很小，因此一般忽略瑞利散射造成的影響。

大氣中除了大氣分子外還有大量直徑在0.03和2 000 μm之間的固態(tài)和液態(tài)微粒，這些微粒稱為大氣氣溶膠。氣溶膠粒子尺度一般大于FSO載波波長或與波長相當，由其產(chǎn)生的散射為米耶散射。在近地大氣，造成FSO系統(tǒng)功率衰減的主要因素是米耶散射，其散射系數(shù)如式(2)所示:式中，Ni為單位體積粒子i的粒子數(shù)，ri為粒子i的半徑，Qs(i)為粒子i的散射效率，Xi是粒子i的相對尺度，m是粒子的復折射率。在實際工程應用中，Ni難于實時獲得，因此一般是用經(jīng)驗式(3)來計算米耶散射系數(shù)［7］:

式中，VM為能見度，q為以能見度為變量的經(jīng)驗常數(shù)，如式(4)所示:

當粒子的尺寸遠大于載波波長或其相對尺度大于50時，其產(chǎn)生的散射為幾何散射，并且可以用幾何光學加以分析。幾何散射的消光系數(shù)與光束波長無關(guān)，因此又稱為非選擇性散射。雨、雪、冰雹等造成的散射都屬于幾何散射［8］，文獻［9］詳細給出了各種天氣狀況下的幾何散射系數(shù)。

大氣湍流造成大氣折射率隨時間和空間的隨機變化，其對光載波的主要影響包括功率閃爍、光束漂移和散斑效應等［3，6］。弱湍流情況下，大氣湍流對 FSO系統(tǒng)造成的等效衰減由式(5)給出［10-11］:

式中，為大氣折射率結(jié)構(gòu)系數(shù)，L為通信距離，k為波數(shù)，由式(6)給出［12］。

在地面站FSO系統(tǒng)中，信道衰減主要包括上述的大氣吸收衰減、大氣散射衰減、大氣湍流的等效衰減以及光束傳輸過程中的幾何衰減σg。當選用大氣窗口中的波長時，大氣吸收衰減可忽略不計，而大氣散射中的瑞利散射衰減也可忽略不計，所以大氣散射衰減主要為大氣氣溶膠的米耶散射衰減σa以及雨、雪、冰雹等造成的幾何散射衰減σgs，因此信道總的衰減可由式(7)表示:

由于大氣信道的復雜性及其對系統(tǒng)可靠性的嚴重影響，F(xiàn)SO系統(tǒng)的設計比光纖系統(tǒng)的設計更為復雜。在這種情況下，在FSO系統(tǒng)的設計中，必須針對大氣信道特性對設計的硬件和通信協(xié)議進行專門的優(yōu)化。

3 硬件結(jié)構(gòu)

本文設計的FSO系統(tǒng)是一個基于FPGA的全雙工點對點系統(tǒng)，每個通信終端由發(fā)送端和接收端構(gòu)成，如圖2所示。

圖2 FSO系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)Fig.2 Hardware structure diagram of FSO system

圖2中，發(fā)送數(shù)據(jù)通過8位并口送入FPGA芯片，經(jīng)芯片內(nèi)部物理層協(xié)議的緩存、編碼和串行化后輸出至激光驅(qū)動模塊。FPGA芯片和激光驅(qū)動模塊之間的數(shù)據(jù)接口為LVDS總線，該低擺幅差分總線的應用能夠提高數(shù)據(jù)傳輸速度。接收端的信號鏈路與發(fā)送端相反。光學天線接收到的光信號經(jīng)由引導光纖耦合至PIN光電管并轉(zhuǎn)換為與光強成正比的微弱電流信號。該微弱電流經(jīng)放大、變換、整形后通過LVDS接口送入FPGA芯片。在FPGA芯片內(nèi)部，接收協(xié)議持續(xù)采樣接收到的串行數(shù)據(jù)流，并對其進行解串行化。解串后的內(nèi)容如果是命令，則協(xié)議執(zhí)行該命令;如果是數(shù)據(jù)，則協(xié)議將該數(shù)據(jù)存入FIFO緩存，并通過8位并行總線與外部接口。

3.1 自動功率控制

發(fā)送端激光驅(qū)動模塊如圖3所示。為了防止溫度改變和激光器老化造成的光功率漂移，在激光驅(qū)動模塊的設計中必須考慮光功率的自動控制。

圖3 激光驅(qū)動模塊原理Fig.3 Laser driver module structure

在本文系統(tǒng)中，通過使用一個功率監(jiān)控PIN管實現(xiàn)輸出功率的穩(wěn)定。激光功率輸出由兩部分組成—高功率和低功率。當輸出為邏輯0時，光功率輸出為低功率;當輸出為邏輯1時，光功率輸出為高功率和低功率的和。監(jiān)控PIN管采集部分輸出光，并將采集到的電信號送入低通濾波器，經(jīng)放大后與“低功率預設值”進行比對，從而調(diào)整A2的輸出，最終控制平均光功率穩(wěn)定在預設值上?！暗凸β暑A設值”和“高功率預設值”由兩個需求決定，一個是所需的輸出功率，另一個是所需的消光比。使用這種方法實現(xiàn)平均光功率的穩(wěn)定，必須保證輸出高功率和低功率的概率相等，亦即數(shù)據(jù)流中出現(xiàn)邏輯0和邏輯1的概率相等，從而確保沒有基線漂移情況發(fā)生。

3.2 信號放大與整形

接收端的信號放大與整形環(huán)節(jié)如圖4所示。其主要由互阻放大器和限幅放大器構(gòu)成?；プ璺糯笃魇褂昧薓AX3665芯片，用于將PIN管生成的微弱電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號并移除信號中的直流成分。限幅放大器使用了MAX3748芯片，用于將微弱的電壓信號放大并整形為LVDS接口信號。

圖4 信號放大與整形Fig.4 Signal amplifier and shaping

MAX3665芯片的直流移除環(huán)路通過使用低頻反饋將PIN管電流的直流分量移除。該環(huán)路能夠?qū)糨斎胄盘栂拗圃谛酒膭討B(tài)范圍之內(nèi)，并減小大信號的脈寬畸變。但是另一方面，它卻帶來了基線漂移的問題。當數(shù)據(jù)流中出現(xiàn)長連0或長連1時，由于直流移除環(huán)路的存在，放大器將有用信號全部濾除，芯片輸出零功率信號，其后端的限幅放大器將會輸出功率丟失錯誤，而事實上PIN管已經(jīng)檢測到了信號，只是全部被互阻放大器濾除了。因此接收端同樣要求收發(fā)協(xié)議保證光信號的高功率和低功率具有相同的輸出概率。

3.3 物理層收發(fā)協(xié)議

物理層收發(fā)協(xié)議如圖5所示。發(fā)送端協(xié)議主要完成系統(tǒng)與外界接口、輸入數(shù)據(jù)緩存、數(shù)據(jù)流編碼、串行化并輸出串行數(shù)據(jù)至激光驅(qū)動模塊。協(xié)議內(nèi)部的輸出管理單元用于管理協(xié)議各單元的運行。接收端協(xié)議主要完成接收數(shù)據(jù)流的同步、過濾、解串行化、解碼、檢錯、異常處理并與外界接口等。整套物理層協(xié)議可以在單片F(xiàn)PGA芯片內(nèi)實現(xiàn)，從而提高系統(tǒng)的集成度并降低系統(tǒng)成本。

圖5 物理層協(xié)議結(jié)構(gòu)Fig.5 Physical layer protocol structure

4 快速同步技術(shù)

大多數(shù)高速串行通信采用基于PLL的時鐘數(shù)據(jù)恢復電路來生成同步采樣時鐘，這種方法對于具有穩(wěn)定信道的串行鏈路來說具有很高的可靠性［2］。但是PLL需要很長的時間才能得到穩(wěn)定的時鐘輸出，一般來說需要幾百到幾千數(shù)據(jù)位。對于大氣FSO系統(tǒng)來說，信道可用率隨環(huán)境會有很大的變化，尤其是天氣對信道影響巨大。當信道可用率很低時，通信將會頻繁失敗，這種基于PLL的時鐘生成方法將會占用大量的帶寬用于協(xié)議間的同步，從而降低有效的數(shù)據(jù)帶寬。

本文設計的物理層收發(fā)協(xié)議中，為了克服PLL過長的穩(wěn)定時間，采用了多相位采樣機制，在本地生成數(shù)據(jù)采樣時鐘。應用該方法，必須解決兩個關(guān)鍵問題:一個是時鐘與輸入數(shù)據(jù)流的同步問題，另一個是收發(fā)兩端頻率漂移造成的時基誤差。商用晶振通常具有10－6～10－4的頻率誤差，隨著時間推移，還會有頻率漂移，在異步通信中，如果采用本地晶振生成采樣時鐘，誤碼率性能不會優(yōu)于收發(fā)雙方的頻率誤差，失同步現(xiàn)象會頻繁發(fā)生，浪費大量的有效帶寬，如圖6所示。為了消除這種頻率誤差帶來的影響，本文采用多相位采樣的方法，如圖7所示，其中陰影部分為實際用于時鐘生成的時鐘相位。

圖6 采樣時鐘誤差Fig.6 Sampling frequency mismatch

圖7 多相位采樣Fig.7 Multi-phase sampling

圖8 采樣時鐘生成(fR＜fT)Fig.8 Sampling clock generation(fR ＜ fT)

圖9 采樣時鐘生成(fR＞fT)Fig.9 Sampling clock generation(fR ＞ fT)

圖8和圖9給出了采樣時鐘生成的時序。Cn為3個時鐘相位，它們兩兩相差240度;smpl_clk［n］是由 Cn生成的監(jiān)測時鐘，clk［n］是由 Cn生成的監(jiān)測時鐘，它們兩兩相差120度;Ser_in是輸入數(shù)據(jù)流;Inclk是用于生成實際采樣時鐘的相位;Smplclk是最終生成的采樣時鐘。使用該方法，當收發(fā)雙方的時鐘誤差在一定范圍內(nèi)時，將不會影響數(shù)據(jù)的準確傳輸，該時鐘誤差范圍由式(8)給出，其中fR為接收端時鐘頻率，fT為發(fā)送端時鐘頻率，max1s為數(shù)據(jù)流中可能出現(xiàn)的長連1的最大位數(shù)，max0s為數(shù)據(jù)流中可能出現(xiàn)的長連0的最大位數(shù)。

圖10 測試實驗硬件連接Fig.10 Hardware connection in verification

實驗中，采用波長為1 550 nm的半導體激光管為光源，輸出載波經(jīng)引導光纖耦合至光學鏡頭，輸出峰值光功率為2 mW，采用FPGA為收發(fā)協(xié)議執(zhí)行單元，對研究的快速同步技術(shù)進行了驗證。該快速同步技術(shù)的關(guān)鍵方法是基于多相位時鐘采樣機制生成本地采樣時鐘，因此在驗證過程中人為加入了收入兩端的時鐘偏差，當收發(fā)雙方時鐘頻率分別為51.67和50 MHz時，F(xiàn)PGA內(nèi)部采集到的同步時序如圖11所示，圖中關(guān)鍵時間點分別為:

172.5 s:當前使用的全局時鐘為C1，數(shù)據(jù)流中出現(xiàn)下降沿，之后第一個采樣到下降沿的時鐘為smpl_clk［0］，因此下一個應該選擇的全局時鐘仍為C1;

196.5 s:當前使用的全局時鐘為C1，數(shù)據(jù)流中出現(xiàn)下降沿，之后，第一個采樣到下降沿的時鐘為smpl_clk［1］，因此下一個應該選擇的全局時鐘應為C2;

203.5 s:開始將全局時鐘由C1切換到C2;

210.5 s:全局時鐘已經(jīng)切換到C2;

213.5 s:此點說明此時的全局時鐘已經(jīng)為C2，smplclk 也與 smpl_clk［2］同相。

圖11中，生成的采樣時鐘smplclk始終與輸入數(shù)據(jù)流ser_in相同步，采樣邊沿始終位于數(shù)據(jù)位中間位置附近，說明該時鐘生成方法能夠在接收端時鐘頻率低于發(fā)送端時鐘頻率時完成本地時鐘的生成和對齊。

當收發(fā)雙方時鐘頻率分別為48.44和50 MHz時，F(xiàn)PGA內(nèi)部采集到的同步時序如圖12所示，與圖11同理，圖12證明了該時鐘生成方法能夠在接收端時鐘頻率高于發(fā)送端時鐘頻率時完成本地時鐘的生成和對齊。

圖11 采樣時鐘生成實時邏輯波形(fR=51.67 MHz，fT=50 MHz)Fig.11 Sampling clock generation working wave(fR=51.67 MHz，fT=50 MHz)

圖12 采樣時鐘生成實時邏輯波形(fR=48.44 MHz，fT=50 MHz)Fig.12 Sampling clock generation working wave(fR=48.44 MHz，fT=50 MHz)

因此，使用多相位時鐘采樣機制生成本地采樣時鐘的方法，只要能夠解決收發(fā)兩端頻率偏差問題和時鐘對齊問題，是能夠應用于地面站間FSO通信。由于采樣時鐘在本地生成，只要接收到任何一個數(shù)據(jù)跳變沿(本文為下降沿)，就能夠完成時鐘和數(shù)據(jù)的同步，而不像基于PLL的時鐘生成方法那樣需要較長的時鐘穩(wěn)定時間，這樣就加快了鏈路失敗后的再同步過程，從而減少通信頻繁中斷時的帶寬浪費，是一種應用于FSO通信時鐘生成的可行方法。

5 結(jié)論

本文介紹了FSO系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)，闡述了FSO物理層收發(fā)協(xié)議的構(gòu)架，驗證了使用本地時鐘生成數(shù)據(jù)采樣時鐘從而提高FSO系統(tǒng)同步速度的可行性，給出了具體的實現(xiàn)方法以及該方法的使用條件。該硬件系統(tǒng)和收發(fā)協(xié)議在100 Mbps測試條件下能夠完成收發(fā)端的快速同步，同步速度優(yōu)于兩個編碼符號。實驗證明，使用多相位采樣機制是一種切實可行的FSO同步方案，解決了本地時鐘和數(shù)據(jù)流的同步問題，消除了收發(fā)兩端頻率誤差帶來的影響，實現(xiàn)了FSO鏈路的快速同步，降低了同步過程的帶寬浪費，提高了同等信道可用率下的等效數(shù)據(jù)帶寬。

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