王 鏹 王小靜 張錦中 張什永

(中國電子科技集團(tuán)公司第三十八研究所 合肥 230088)

0 引言

21世紀(jì)電子戰(zhàn)的關(guān)鍵是能否獲取敵方的電子設(shè)備信息，即截獲并分析敵方的雷達(dá)信號?，F(xiàn)代雷達(dá)普遍使用脈沖信號探測目標(biāo)，只有準(zhǔn)確地檢測到脈沖信號，才能從脈沖中提取幅度、頻率、脈寬、方位等參數(shù)，是打贏電子戰(zhàn)的關(guān)鍵。當(dāng)信噪比比較高時，根據(jù)信號脈沖幅度與噪聲幅度之間的差異即可以較準(zhǔn)確地檢測到脈沖;但是當(dāng)信噪比比較低時，信號往往被淹沒在噪聲中，很難有效地檢測到脈沖，并準(zhǔn)確地判斷脈沖上升沿和下降沿。

為了能夠檢測到脈沖信號，需要對信號進(jìn)行預(yù)處理，以達(dá)到提高信噪比的目的。比較常用的方法有時域累加［1-2］或者頻域FFT 變換［1］等。時域累加能夠提高信噪比，但是效果并不明顯。頻域FFT變換為了提高信噪比需要對每個頻率段進(jìn)行細(xì)化分，而且主副比較低，會存在信號擴(kuò)散等問題。還有人提出采用神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)［3-4］檢測弱雷達(dá)信號，但是算法相對比較復(fù)雜，不利于硬件實(shí)現(xiàn)。

本文提出了一種基于數(shù)字信道化和自相關(guān)的低信噪比脈沖檢測算法，對輸入信號首先進(jìn)行信道化處理，然后對每個信道進(jìn)行自相關(guān)運(yùn)算，經(jīng)過兩級處理能夠在低信噪比環(huán)境下將信號與噪聲分離，顯著提高脈沖檢測概率。本文還采用雙門限檢測算法，對脈沖起止和持續(xù)階段設(shè)置不同的門限，確保能夠檢測到完整的脈沖信號。

1 數(shù)字信道化

信道化的主要思想是對原始信號使用一組性能相同的帶通濾波器組，將原始全頻帶信號分割為多個子頻帶信號，在每個子頻帶內(nèi)分別對信號進(jìn)行脈沖檢測。通過子頻帶劃分，每個子頻帶能夠?yàn)V除帶外噪聲，從而提高子帶信號信噪比，提高脈沖檢測概率。數(shù)字信道化有一種高效的實(shí)現(xiàn)方法，即基于多相濾波器組的信道化結(jié)構(gòu)，如圖1所示。圖中所示為復(fù)信號的偶排列、臨界抽取多相濾波結(jié)構(gòu)，主要過程是先對信號進(jìn)行D 倍抽取，然后對抽取信號進(jìn)行濾波，最后經(jīng)過D 點(diǎn)FFT 輸出D 個信道的樣本點(diǎn)。多相濾波結(jié)構(gòu)的信道化可以看作經(jīng)過特殊濾波器組的FFT，而FFT 可以看作濾波器系數(shù)為1 的信道化，兩者本質(zhì)上是一樣的。為了滿足信號檢測的需求，提高信噪比，防止信號在信道之間的擴(kuò)散，可以設(shè)計主副比高的濾波器組實(shí)現(xiàn)信道化結(jié)構(gòu)，相比原始的FFT 檢測有更大優(yōu)勢。經(jīng)過信道化處理，僅保留了1/D 原始帶寬的信號和噪聲，理想條件下信號沒有損失，因此信噪比提高了D 倍。

圖1 信道化多相濾波器結(jié)構(gòu)

2 自相關(guān)脈沖檢測

2．1 自相關(guān)函數(shù)

基于時延的自相關(guān)檢測技術(shù)［5-6］利用信號的周期性和噪聲的隨機(jī)性特點(diǎn)，基于信號之間的相關(guān)性和噪聲之間的不相關(guān)性，使得帶噪聲的信號經(jīng)過自相關(guān)運(yùn)算后出現(xiàn)峰值，經(jīng)過相關(guān)變換能夠提高信號功率，相對降低噪聲功率，從而提高信噪比。但是自相關(guān)運(yùn)算的計算量也比較大，如果采用延遲1 的自相關(guān)算法［6］，就能通過僅多使用一個復(fù)乘法器來提高信號的信噪比。

假設(shè)接收到的信號經(jīng)過A/D 變換之后為:

其中Aejφej2πfnΔt是真實(shí)信號;A是信號幅度;φ 是初始相位，f是載頻，Δt是采樣時間間隔;ω(n)是零均值高斯白噪聲。x(n)的自相關(guān)函數(shù)R(n)為:

上式中NA2ej2πfΔt是自相關(guān)之后的信號，ω'是自相關(guān)之后的噪聲，經(jīng)過自相關(guān)運(yùn)算，信噪比大約提高了N 倍。

由于原始自相關(guān)運(yùn)算量大，需要N 次復(fù)乘，可以采用如下公式計算，僅需一個復(fù)乘:

2．2 檢測門限

假設(shè)自相關(guān)之后的噪聲均值是，噪聲方差是，當(dāng)采用FPGA 實(shí)現(xiàn)時，為了節(jié)省資源，分別采用如下公式計算:

其中

公式中，k=2l，3≤l≤15。

檢測門限與噪聲均值和噪聲方差有關(guān)，這里采用雙門限檢測方法。脈沖門限初值是:

脈沖起始和結(jié)束門限計算如下:

脈沖持續(xù)門限計算如下:

圖2 顯示了脈沖門限效果圖，如果僅使用單一的門限，比如初始門限，脈沖會被分割成多個脈沖。從圖中可以看出，初始門限一直都不是真正使用的門限，真實(shí)門限始終高于或者低于初始門限。使用雙門限檢測，能夠更有效地檢測到完整的脈沖信號。

圖2 雙門限脈沖檢測

2．3 脈沖檢測后處理

使用數(shù)字信道化能夠有效地壓制帶外噪聲，但是也會引起其他的問題，比如兔耳效應(yīng)和信號跨信道。為了解決兔耳效應(yīng)問題，需要將每個信道的信號幅度與前后相鄰四個信道的信號幅度進(jìn)行比較，如果當(dāng)前信道的自相關(guān)信號幅度小于相鄰信道信號幅度的一半，且脈沖寬度過短，即認(rèn)為是兔耳效應(yīng)引起的虛假脈沖。信號跨信道問題，又分為兩類:窄脈沖信號同時存在于兩個相鄰信道和寬脈沖信號同時存在于多個信道。假如窄脈沖信號同時存在于兩個相鄰信道，檢測出的兩個脈沖信號載頻和脈寬以及起止時間相同，而脈幅不同;假如寬脈沖信號同時存在于多個相鄰信道，檢測出的脈沖信號起止時間應(yīng)該大致相同或者有時間連續(xù)性，而載頻不同。根據(jù)以上特點(diǎn)對檢測到的脈沖信號進(jìn)行融合處理，可以很好地解決信號跨信道帶來的問題。

使用自相關(guān)函數(shù)提高了檢測脈沖的信噪比下限，即能夠檢測到更低信噪比信號，但是，自相關(guān)之后的信號有別于原始信號，它是經(jīng)過延時復(fù)乘和累加處理的信號，因此自相關(guān)函數(shù)的峰值與原始信號的峰值相比有一定的延時，需要對脈沖的起止時間進(jìn)行修正。對點(diǎn)采樣信號進(jìn)行自相關(guān)運(yùn)算之后，如果自相關(guān)峰值點(diǎn)數(shù)M 大于N，則原始信號脈寬大于N，對自相關(guān)函數(shù)的峰值向前推移N 點(diǎn)，即為脈沖起始時間，自相關(guān)峰值結(jié)束時間即為脈沖結(jié)束時間;如果自相關(guān)峰值點(diǎn)數(shù)M 小于N，則原始信號脈寬小于N，自相關(guān)函數(shù)階數(shù)減去峰值點(diǎn)數(shù)(N-M)即為脈沖寬度，自相關(guān)函數(shù)起始峰值點(diǎn)即為脈沖結(jié)束時間，自相關(guān)函數(shù)起始峰值點(diǎn)向前推移(N-M)點(diǎn)即為脈沖起始時間。

圖3 自相關(guān)函數(shù)檢測脈沖起止時間校正圖

圖3(a)為當(dāng)脈沖寬度是100，采用32 點(diǎn)計算自相關(guān)函數(shù)時的脈沖檢測圖，自相關(guān)函數(shù)峰值結(jié)束時間即為脈沖結(jié)束時間，自相關(guān)函數(shù)計算階數(shù)32 加上脈沖峰值持續(xù)時間68 即為脈沖寬度100。圖3(b)為當(dāng)脈沖寬度是100，采用256 點(diǎn)計算自相關(guān)函數(shù)時的脈沖檢測圖，當(dāng)自相關(guān)函數(shù)達(dá)到峰值時即為脈沖結(jié)束時間，自相關(guān)函數(shù)計算階數(shù)256 減去脈沖峰值持續(xù)時間156 即為脈沖寬度100。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果和分析

為了驗(yàn)證上述信號檢測算法性能，本文采用Verilog HDL 語言實(shí)現(xiàn)信號檢測算法，并下載到FPGA 中進(jìn)行測試。數(shù)字信道化采用基于128 階濾波器的32 信道處理方法，自相關(guān)計算階數(shù)為16。為了更好地驗(yàn)證算法的有效性，本文采用兩種方式進(jìn)行測試。一種是Matlab 仿真生成的信號灌入FPGA輸入端進(jìn)行測試，一種是信號源生成的點(diǎn)頻脈沖信號，經(jīng)過A/D 變換送入FPGA 輸入端進(jìn)行測試。

3．1 仿真信號實(shí)驗(yàn)結(jié)果

Matlab 可以仿真生成任意形式的脈沖信號，包括線性調(diào)頻、相位編碼等。本文使用Matlab 分別生成線性調(diào)頻和相位編碼信號，然后加載到FPGA 內(nèi)部模塊進(jìn)行測試。信號采樣頻率是1.6 GHz，脈沖持續(xù)時間是2μs，線性調(diào)頻信號中心頻率是400MHz，帶寬10M，相位編碼信號中心頻率是400MHz，采用13 位的巴克碼進(jìn)行調(diào)制，輸入信噪比為-10dB，檢測門限中的a 設(shè)為8，數(shù)字信道化采用兩倍過采處理，表1 是對仿真生成的20 個脈沖進(jìn)行統(tǒng)計的結(jié)果。

表1 仿真生成脈沖統(tǒng)計結(jié)果

3．2 信號源生成信號實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了更準(zhǔn)確地模擬真實(shí)信號，本文采用信號源生成點(diǎn)頻脈沖信號，信號采樣頻率是1.6GHz，脈沖持續(xù)時間分別是1μs 和2μs，信號頻率是400MHz，A/D 變換之后的信噪比大約為-10dB，門限設(shè)置中的a 取值為8，數(shù)字信道化采用兩倍過采處理，表2是對截獲到的100 個脈沖進(jìn)行統(tǒng)計的結(jié)果。

表2 截獲脈沖統(tǒng)計結(jié)果

4 結(jié)束語

本文使用數(shù)字信道化和自相關(guān)處理來檢測低信噪比脈沖信號，極大地提高了被檢測脈沖的信噪比下限。由于自相關(guān)處理之后的信號與原始信號有差異，需要對檢測到的脈沖進(jìn)行校正，本文根據(jù)自相關(guān)峰值對脈沖的起止時間進(jìn)行調(diào)整，有效地解決了脈寬不一致問題。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用本文提出的方法可以檢測到-10dB 信噪比的脈沖信號。

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