翟龍軍，曲洪東，2，王曉偉，姜志森

（1.海軍航空工程學院電子信息工程系，山東煙臺264001；2.陸軍航空兵學院機載系，北京101123；3.92840部隊，山東膠南266405）

隨著毫米波技術(shù)的不斷發(fā)展，毫米波雷達由于具有體積小、分辨率高等優(yōu)勢，得到了越來越廣泛的應用[1-4]。在毫米波雷達的研制、生產(chǎn)、試驗、維護保障過程中，需要進行接收機靈敏度、距離跟蹤性能和多普勒頻移檢測性能等指標的測試。目前，由于缺乏相應的內(nèi)場測試手段和設備，需要根據(jù)毫米波雷達的工作體制研制相應的目標射頻回波模擬器。

為降低毫米波雷達的發(fā)射功率、提高距離分辨率及強雜波背景下的弱小動目標檢測能力，毫米波雷達目前一般采用全相參脈沖壓縮體制[1-7]。同時，為了提高對抗有源干擾的能力，一般采用快速多點跳頻。在全相參毫米波雷達目標射頻回波模擬器研制過程中，需要模擬生成的回波信號與雷達發(fā)射信號相參，并且要與雷達的發(fā)射信號頻率和波形保持同步，這就要求目標回波模擬器在頻率合成的過程中，實現(xiàn)與發(fā)射信號的全相參并具有在一定帶寬內(nèi)快速跳頻能力。一般全相參毫米波雷達的跳頻帶寬為2 GHz，目標跟蹤下限為2 μs，因而目標射頻回波模擬器在2 GHz帶寬內(nèi)的跳頻時間應小于2 μs。

目標射頻回波模擬器通常的設計方案有數(shù)字射頻存儲方案和直接合成方案。采用數(shù)字射頻存儲方案時，需要毫米波雷達發(fā)射機工作，模擬器接收發(fā)射信號進行下變頻、射頻存儲、疊加多普勒頻移和延時后再經(jīng)上變頻和放大后轉(zhuǎn)發(fā)，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復雜。由于信號空間傳輸過程和接收下變頻過程中的處理環(huán)節(jié)增多，受非理想因素影響，容易造成回波信號的去相參。

目標射頻回波模擬器的相參性、相位噪聲性能、跳頻時間以及跳頻帶寬主要取決于頻率合成器的性能。文獻[8]給出的Ka 波段毫米波頻率綜合器采用VCO 和PLL 實現(xiàn)，輸出的帶寬為9.5 GHz，相噪為-79.5 dBc@1MHz，跳頻時間≤300 μs。

國內(nèi)全相參毫米波頻率合成器的報道較少。文獻[9]給出的的Ka波段毫米波頻率綜合器輸出帶寬為500 MHz，步進為10 MHz，跳頻時間＜10 μs，相位噪聲為-84 dBc@1kHz。文獻[9]給出的Ka 波段毫米波頻率綜合器輸出帶寬為400 MHz，步進＜1 MHz，相位噪聲為-90 dBc@10kHz，跳頻時間＜15 μs。

為此，本文提出了一種基于梳狀譜發(fā)生器的回波直接合成方案，通過與被測雷達共用一個基準頻率參考信號，利用梳狀譜發(fā)生器和DDS，直接合成全相參目標射頻回波信號，可以減少處理環(huán)節(jié)，容易實現(xiàn)大帶寬內(nèi)快速跳頻。

1 系統(tǒng)設計方案

系統(tǒng)基本設計方案如圖1所示。

全相參毫米波雷達目標射頻回波模擬器由調(diào)制脈沖產(chǎn)生單元、基于諧波發(fā)生器的本振單元、基帶脈壓信號DDS單元、基帶調(diào)頻及多普勒DDS單元、上變頻單元和幅度模擬單元組成。

目標射頻回波信號的合成過程為：

1）將被測雷達輸出的基準參考信號作為雷達射頻回波信號模擬器的基準參考信號；

2）調(diào)制脈沖產(chǎn)生單元通過對基準參考信號進行整數(shù)倍分頻產(chǎn)生脈沖壓縮回波DDS 單元和多普勒頻移DDS單元所需的脈沖調(diào)制信號，同時通過調(diào)整脈沖調(diào)制信號的延時模擬回波信號的距離特征；

圖1 全相參毫米波雷達目標射頻回波模擬器方案框圖Fig.1 Diagram of target echo RF simulator for phase coherent millimeter wave radar

3）輸入的基準參考信號經(jīng)過諧波發(fā)生器產(chǎn)生輸出到脈沖壓縮DDS單元和多普勒頻移DDS單元作為DDS時鐘信號；

4）采用脈沖壓縮回波DDS 單元直接合成中頻脈沖壓縮回波信號；

5）采用多普勒頻移DDS單元，通過控制該單元輸出信號的頻率和脈沖初相位模擬回波信號的多普勒頻移；

6）基于諧波發(fā)生器的本振單元將輸入的基準參考信號通過諧波發(fā)生器和分頻器進行整數(shù)次倍頻和分頻合成得到多路本振信號，并輸出到上變頻單元；

7）上變頻單元將多路本振信號、脈沖壓縮回波DDS單元輸出的中頻脈沖壓縮回波信號、多普勒頻移DDS單元輸出的多普勒頻移信號進行上變頻混頻，得到毫米波射頻回波信號；

8）上變頻單元輸出的毫米波射頻回波信號經(jīng)過幅度模擬單元模擬回波信號的幅度特征。

脈沖壓縮回波DDS 單元產(chǎn)生的基帶線性調(diào)頻脈沖壓縮回波信號中心頻率為200 MHz，其調(diào)頻帶寬最大為60 MHz。多普勒頻移DDS單元產(chǎn)生的多普勒頻移模擬信號中心頻率為200~300 MHz，頻率分辨率為0.1 MHz。

2 系統(tǒng)原理與分析

2.1 低相噪梳狀譜發(fā)生器

梳狀譜發(fā)生器利用晶體管的非線性效應，產(chǎn)生基準頻率信號的各階諧波，從而實現(xiàn)對基準頻率信號的諧波倍頻。由于倍頻頻率合成比鎖相環(huán)頻率合成具有更低的附加相位噪聲，因而采用梳狀譜發(fā)生器可以獲得高穩(wěn)定度、高頻譜純度的輸出信號。梳狀譜頻率合成技術(shù)已經(jīng)成為全相參頻率合成器設計的關鍵。

梳狀譜發(fā)生器按照工作原理可分為非線性電抗（電容）型和非線性電導型2 類[10]，非線性電導型如肖特基勢壘二極管屬阻性器件，具有較低的閃爍噪聲和白噪聲，從而具有較好的附加相位噪聲性能。

基于低相位噪聲性能需求，采用2 組非線性電導型梳狀譜發(fā)生器。一組梳狀譜發(fā)生器采用外部輸入的100 MHz 參考信號作為基準輸入信號，4 個輸出窄帶濾波器的中心頻率分別選擇500 MHz、800 MHz、1 600 MHz、3 700 MHz，其中800 MHz 信號用作DDS參考時鐘，1 600 MHz 和3 700 MHz 信號用作混頻器本振信號。另外，選擇中心頻率為C波段500 MHz帶寬內(nèi)間隔100 MHz 的6 個頻率點上進行窄帶濾波輸出，輸出信號頻率的選擇通過開關濾波器組的切換實現(xiàn)。

第1組梳狀譜發(fā)生器的500 MHz輸出信號經(jīng)2分頻，即250 MHz的信號，作為第2組梳狀譜發(fā)生器的輸入，選擇中心頻率為Ku 波段750 MHz、帶寬內(nèi)間隔250 MHz 的4 個頻率點上進行窄帶濾波輸出。對第2組濾波器的輸出進行2 倍頻，可以得到中心頻率為K波段1.5 GHz帶寬內(nèi)間隔500 MHz的4個頻率點上的信號，輸出信號的頻率選擇通過相應的開關濾波器組的切換實現(xiàn)。

2.2 相位噪聲分析

由于頻率合成是在100 MHz 基準參考信號的基礎上進行整數(shù)倍頻和分頻得到的，因而輸出信號相位噪聲遵循

在圖1 中，最高倍頻次數(shù)為N=260 倍，結(jié)合多級混頻，若輸出100 MHz 基準參考信號，相位噪聲≤-135 dBc@1kHz。理論上，多路本振信號輸出信號相位噪聲應優(yōu)于-86.8 dBc@1kHz?；鶐}沖壓縮回波單元和多普勒頻移調(diào)制單元采用高性能DDS 芯片AD9910，其相位累加器為32位，DAC為14位，當輸出400 MHz正弦波時相位噪聲達-125 dBc@1kHz[11]。綜合考慮到多路本振相位噪聲、DDS 相位噪聲、混頻器和放大器非線性引入的附加相位噪聲，輸出信號的相位噪聲指標約為-80 dBc@1kHz。

2.3 雜散抑制

輸出信號的雜散主要由諧波發(fā)生器、混頻器及DDS產(chǎn)生[12-13]。

1）諧波發(fā)生器雜散抑制。諧波發(fā)生器輸出頻率100 MHz 的多次諧波，通過濾波器提取出所需頻率的信號，諧波發(fā)生器產(chǎn)生的雜散只要窄帶濾波器對其他頻率的抑制足夠就可以了，對于點頻濾波器的設計而言，100 MHz以外的信號是可以得到較好的抑制。

2）混頻器雜散抑制?；祛l器產(chǎn)生的雜散主要考慮低階交調(diào)，通過對頻點的合理規(guī)劃，每次混頻6階以下的交調(diào)都在帶外，只需選用合理的濾波器就能濾除混頻帶來的交調(diào)雜散。

3）DDS 雜散抑制。DDS 的雜散主要包括相位截斷雜散、幅度量化雜散和DAC 非線性雜散。DDS 芯片AD9910 內(nèi)部集成的是14 bit 的DAC，其采樣速率最高可達1 GSPS。DDS 輸出頻率在200~300 MHz 范圍內(nèi)變化時，其帶內(nèi)雜散＜-70 dB[11]，帶外雜散可以通過帶通濾波器濾除。2路DDS輸出信號與多路本振信號合成采用只混頻不倍頻的合理規(guī)劃，最終輸出相位噪聲和雜散可以保持較低的水平。

2.4 跳頻時間分析

跳頻時間主要取決于微波多路開關的切換時間、濾波器延時和DDS控制字的置數(shù)時間，由PIN二極管和GaAs射頻MMIC組成的開關其開關時間≤200 ns；濾波器的延時在幾十ns 之內(nèi)。采用ADSP21262 和高速FPGA 在跳頻前預先置數(shù)，跳頻時使能脈沖控制各器件控制字同時由緩存器向?qū)狣DS寄存器轉(zhuǎn)移，以消除送數(shù)時間對跳頻速度的影響。由于AD9910需要串行向寄存器寫入數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)包括2路DDS的特征控制字、頻率控制字和相位控制字，置數(shù)及輸出穩(wěn)定時間約為1.5 μs?？紤]到各種因素的影響，跳頻時間應小于2 μs。

2.5 相參性分析

設基準參考信號為f0，初相位為?0，假定毫米波雷達發(fā)射信號由基準參考信號倍頻產(chǎn)生的本振信號和DDS產(chǎn)生的基帶信號合成，本振信號頻率fL=Mf0，?L=M?0，DDS參考時鐘為fref1=M0f0，DDS輸出的基帶信號頻率為，DDS 輸出的基帶信號相位可控，不妨設DDS 輸出信號相位為?DDS，則有：

對目標回波模擬器，由圖1的頻率合成方案，有：

本振信號1 頻率為fL1=N1f0，相位為?L1=N1?0，N1=16；

本振信號2頻率為fL2=N2f0，相位為?L2=N2?0，N2=37；

本振信號3 頻率為fL3=(N3+ΔN3)f0，相位為?L3=(N3+ΔN3)?0，N3為整數(shù)，ΔN3=0,1,2,3,4,5；

本振信號4 頻率為fL4=(N4+ΔN4)?5f0，相位為?L4=(N4+ΔN4)?5?0，N4為整數(shù)，ΔN4=0,1,2,3。

DDS 參考時鐘頻率為fref2=8f0，DDS1 輸出頻率； DDS2 輸 出 頻 率；NDDS1和NDDS2分別為DDS1和DDS2的頻率控制字，?DDS1和?DDS2分別由DDS1和DDS2的相位控制字確定。

在已知毫米波雷達發(fā)射信號頻率的情況下，M、NDDS和M0已知，?DDS為固定值；按照圖1 的頻率合成方案，可以選擇N1、N2、N3、N4、ΔN3、ΔN4、NDDS1和NDDS2使得合成信號頻率等于發(fā)射信號頻率，即

此時，合成輸出信號的相位為

模擬生成的回波信號相位與發(fā)射信號之間的相位差為

在保證發(fā)射信號頻率與模擬生成回波信號頻率一致的前提條件下，即式（2）成立的同時，可以合理選擇DDS1和DDS2輸出信號頻率，使得

這樣，模擬生成的回波信號相位與發(fā)射信號之間的相位差只與DDS相位有關，

由于?DDS為固定值，?DDS1和?DDS2可控，可以確保對于固定目標回波，回波信號相位與發(fā)射信號之間的相位差為固定值；對于運動目標回波，可以控制?DDS1和?DDS2的相位模擬運動目標回波的多普勒頻移。由于目標回波信號的頻率合成與發(fā)射信號采用共同的基準頻率參考信號，同時目標回波信號的頻率合成是在基準頻率參考信號的基礎上進行倍頻和混頻等前向運算的結(jié)果，不存在鎖相等反饋環(huán)節(jié)，因而可確保合成的目標回波信號和發(fā)射信號間是全相參的。

3 測試結(jié)果

圖2 是被測雷達與全相參回波模擬器開機預熱30 min后，被測雷達輸出基準參考信號為100 MHz，相位噪聲為-150 dBc@1kHz時，用Agilent4447A頻譜儀測量得到的相位噪聲測試結(jié)果。其中，圖2 a）是中心頻率35 GHz、頻率偏移量1 kHz 處的相位噪聲，為-81.07 dBc@1kHz，圖2 b）是中心頻率35 GHz、頻率偏移量10 kHz處的相位噪聲，為-84.54@10kHz。

圖3 是被測雷達與全相參回波模擬器開機預熱30 min后，被測雷達輸出基準參考信號為100 MHz、相位噪聲為-150 dBc@1kHz時，用Agilent4447A頻譜儀測量得到的線性調(diào)頻脈沖壓縮回波信號的輸出頻譜測試結(jié)果。其中，圖3 a）是輸出信號為脈沖寬度為10 μs，帶寬為10 MHz時的頻譜測量結(jié)果；圖3 b）是輸出信號為脈沖寬度為100 μs，帶寬為10 MHz 時的頻譜測量結(jié)果；圖3 c）是輸出信號為脈沖寬度為100 μs，帶寬為40 MHz時的頻譜測量結(jié)果。

圖2 相位噪聲測試結(jié)果Fig.2 Performance measurement of phase noise

圖3 線性調(diào)頻脈沖壓縮回波信號頻譜Fig.3 Spectrum of synthesized LFM echo

4 結(jié)論

采用與被測雷達共用基準頻率參考信號，在此基礎上，通過諧波產(chǎn)生器及DDS進行多級倍頻和混頻進行頻率合成，使得所模擬輸出的毫米波射頻回波信號與被測雷達發(fā)射信號有確定的相位關系，可以實現(xiàn)全相參目標回波信號的射頻合成，對于相參脈沖壓縮毫米波雷達接收機靈敏度、距離跟蹤性能和多普勒頻移檢測性能的動態(tài)模擬測試，減少或部分代替外場試驗，降低試驗成本具有重要的實用價值。

采用DDS芯片直接合成基帶脈沖壓縮回波信號，與采用射頻存儲方案的信號模擬器相比，省去了雷達信號接收單元和雷達信號下變頻單元，簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，降低了系統(tǒng)成本。同時，理論和實踐表明，通過梳狀譜發(fā)生器產(chǎn)生多點本振信號，可以實現(xiàn)較好的相位噪聲控制和雜散抑制；通過開關濾波器組的切換，可以大幅縮短跳頻時間，對于高性能頻率綜合器的研制以及提高近距離雷達探測目標時的抗干擾能力，具有重要的參考價值。另外，隨著微波器件的小型化，所帶來的系統(tǒng)復雜度、成本和體積的增加都是可以接受的。

[1] 袁慧超，高燕宇.低相噪毫米波源的研制[J].半導體技術(shù)，2009，34（9）：927-929.

YUAN HUICHAO，GAO YANYU. Research and Complement of mm-wave low phase noise frequency synthesizer[J].Semiconductor or Technology，2009，34（9）：927-929.（in Chinese）

[2] 卜云，吳曉燕，文光俊，等.毫米波頻率綜合器研究進展[J].微波學報，2007，23（4）：63-70.

BU YUN，WU XIAOYAN，WEN GUANGJUN，et al.Recent development of millimeter-wave frequency synthesizer[J]. Journal of Microwaves，2007，23（4）：63-70.（in Chinese）

[3] RZEMIEN R. Coherent radar-opportunities and demands[J].The Johns Hopkins APL Technology.Digest.1996，17（4）：386-400.

[4] LAWNER R T，BLANCHARD P F，GOGINENI S P.Coherent FMCW millimeter-wave radar systems for radar cross section measurements[J]. IEEE Transactions of Instrument and Measures，1990，39（1）：208-211.

[5] PARK J，NGUYEN C. Development of microwave and millimeter wave integrated-circuit stepped-frequency radar sensors for surface and subsurface profiling[J]. IEEE Journal of Sensor，2006，6（3）：650-655.

[6] JAMES J GENOVA. Coherent seeker guided antiship missile performance analysis，ADA430023[R]. Washington DC：Naval Research Laboratory，2005：1-19.

[7] GUNTER RITZBERGER. 45GHz highly integrated phase locked loop frequency synthesizer in SiGe Bipolar technology[C]//IEEE MTT- S International Microwave Symposium Digest. Munich：Infineon Technology，2002：831-834.

[8] 孫琳琳. 小型化Ka 波段低相噪、快速頻率捷變合成器[J].電子工程師，2005，31（10）：44-45.

SUN LINLIN.Miniaturized Ka-band low phase noise and fast hopping frequency synthesizer[J]. Electronic Engineer，2005，31（10）：44-45.（in Chinese）

[9] 徐銳敏，姚鴻飛，蔡竟業(yè).低相噪全相參毫米波頻率合成源研究[J]. 紅外與毫米波學報，2007，26（3）：222-224，231.

XU RUIMIN，YAO HONGFEI，CAI JINGYE. Research on MM- wave Frequency synthesizer with low phase noise and full-phase-coherence[J]. Journal of Infrared Millimeter Waves，2007，26（3）：222-224，231.（in Chinese）

[10]李瑩.低附加相位噪聲梳狀譜產(chǎn)生器[J].電子元器件與應用，2012，14（7）：46-48.

LI YING. The low additive phase noise comb generator[J]. Electronic Component，Device and Application.2012，14（7）：46-48.（in Chinese）

[11] Analog Devices Inc. AD9910 Datasheet[EB/OL]. Revision 0.[2007-5-30].http：//www.analog.com.

[12] ZHAN MINGZHOU，XIE XIAOQIANG，YAO HONGFEI，et al.A novel full phase-coherent frequency synthesis method for sfwf radar application[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2011，59（7）：1840-1845.

[13]KHITROVSKIY V A.Circuitry and technological aspects of frequency synthesizers design for modern radars[C]//MSMW’04 Symposium Proceedings. Kharakov，2004：223-225.