廖 明,姚 軍,張 偉,王世練

(1.中國工程物理研究院研究生部,四川綿陽621900;2.中國工程物理研究院電子工程研究所,四川綿陽621900; 3.國防科學技術大學電子科學與工程學院,湖南長沙410073)

多速率突發(fā)PSK信號全數(shù)字無前導字解調(diào)器

廖 明1,2,姚 軍2,張 偉2,王世練3

(1.中國工程物理研究院研究生部,四川綿陽621900;2.中國工程物理研究院電子工程研究所,四川綿陽621900; 3.國防科學技術大學電子科學與工程學院,湖南長沙410073)

突發(fā)模式通信應用日益廣泛,基于前導字的解調(diào)算法降低了系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸效率。提出了一種適于多速率突發(fā)信號的全數(shù)字無前導字解調(diào)方案,通過FIFO操作和采樣率轉(zhuǎn)換適應多種速率的要求,參數(shù)估計、定時同步和載波恢復均采用前向算法,可以在不損失任何數(shù)據(jù)符號的條件下完成解調(diào),具有較高的數(shù)據(jù)傳輸效率。算法易于硬件實現(xiàn),給出了仿真和硬件測試的結果,結果顯示在中高信噪比條件下算法具有較好的性能,驗證了算法的有效性和可靠性。

多速率 突發(fā)模式 無前導字

0 引 言

突發(fā)通信模式具有良好的短時性、隱蔽性等特點,在衛(wèi)星通信、短波通信等系統(tǒng)中得到廣泛的應用。突發(fā)傳輸中,前后兩個突發(fā)數(shù)據(jù)包相對獨立,其載波頻偏、相偏和定時誤差等參數(shù)都不同,故每一個數(shù)據(jù)包到來時,解調(diào)器都要重新估計所需要的參數(shù)。文獻[1-3]研究了基于前導字輔助的突發(fā)解調(diào)算法。其中,文獻[1]通過解耦合處理,可以同時估計出定時誤差、載波頻偏和相位,從而有效減小了前導字的長度;文獻[2]提出一種利用已知前導數(shù)據(jù)的相關函數(shù)來估計載波頻偏的新算法,并對比了幾種不同估計算法的性能。文獻[3]基于Gardner算法提出一種新用法,取定時誤差最小的點作為最佳采樣點?；谇皩ё值乃惴ㄐ阅茌^好,但是前導字占用了有限的傳輸帶寬,降低了數(shù)據(jù)傳輸效率,且不適用于盲解調(diào)。文獻[4-7]研究了無前導字的突發(fā)解調(diào)算法。其中,文獻[4]采用相位差分算法估計載波頻偏,所設計的接收機誤碼性能與理論值相比僅下降0.2 dB左右,但是容許的頻偏范圍只有[-5%·Rs,5%Rs];文獻[5]提出一種中頻差分解調(diào)方案,不需要突發(fā)載波恢復,適合在較低頻率下工作;文獻[6]通過最大化相位差累加矢量的模得到定時誤差,從16個采樣點中選出最佳采樣點,再通過相位平均旋轉(zhuǎn)度得到頻偏,估計范圍為Rs;文獻[7]給

出了一種適用于大頻偏的解調(diào)器,先通過兩級FFT運算,將頻偏縮小到較小的范圍,再通過一個前向的頻率跟蹤環(huán)去除殘余的頻偏,其估計范圍可以達到符號率的幾倍。

上述文獻中,突發(fā)信號的符號速率都是固定不變并且已知的,而在實際應用的突發(fā)通信系統(tǒng)中,每個突發(fā)包的符號速率有可能在一定的取值范圍內(nèi)隨機變化,每個突發(fā)包的符號個數(shù)不同,相應解調(diào)器的結構也要與之適應。針對這種系統(tǒng),文中提出一種支持多速率突發(fā)PSK信號的全數(shù)字無前導字解調(diào)方案,適用于較大的頻偏范圍,且可以在不損失任何數(shù)據(jù)符號的情況下完成解調(diào),算法易于工程實現(xiàn),適合非合作通信方的接收。下面介紹了所設計突發(fā)解調(diào)器整體結構,論述了各模塊的主要算法,最后給出算法仿真和硬件實現(xiàn)的結果。

1 多速率突發(fā)信號無前導字解調(diào)算法

1.1 整體結構

多速率突發(fā)解調(diào)器整體結構如圖1所示,虛線框內(nèi)是解調(diào)器的主體部分。圖1中,中頻信號經(jīng)ADC采樣轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號,采樣時鐘為與符號速率獨立的固定值。突發(fā)信號在解調(diào)之前先送入一個預處理模塊,預處理模塊給出信號帶寬非常粗略的估計值和載波頻率粗估計值,同時在每一個突發(fā)包開始時刻輸出一個標志信號。對PSK信號,由可以得到符號速率的粗估計值。突發(fā)解調(diào)器接收到數(shù)據(jù)包后,先根據(jù)進行數(shù)字下變頻(DDC)將信號搬移到零頻附近,再根據(jù)進行多級半帶抽取濾波(HBF)將采樣率限制在符號速率的4～8倍。乒乓FIFO緩存A和B以突發(fā)數(shù)據(jù)包為單位將前后兩個數(shù)據(jù)包分別存儲,以適應不同的符號速率。低通濾波器(LPF)去除諧波分量后,參數(shù)估計模塊計算出當前數(shù)據(jù)包的載波頻偏和符號速率的精估計值。參數(shù)計算的同時,當前突發(fā)包進入FIFO緩存C延時,使數(shù)據(jù)和估計模塊的和同時輸出對齊。頻偏校正模塊進行二次變頻,去除。數(shù)據(jù)通過采樣率轉(zhuǎn)換模塊之后采樣率轉(zhuǎn)換為符號速率的4倍,匹配濾波(MF)后的數(shù)據(jù)通過定時恢復模塊,恢復出每符號一個最佳采樣點。相偏恢復模塊計算出相偏估計值,然后將信號校正。

不同突發(fā)數(shù)據(jù)包的符號速率不同,后續(xù)處理模塊所需的時間也不同。為了適應多速率突發(fā)信號,文中設計了一種乒乓FIFO緩存結構,該結構在突發(fā)起始時刻標志信號的控制下,將相鄰的兩個突發(fā)數(shù)據(jù)包分離開,以滿足后續(xù)模塊不同的延時需要,從而保證不會損失數(shù)據(jù)符號。

圖1 多速率突發(fā)信號無前導字解調(diào)器整體結構Fig.1 Structure of burst demodulator without preamble for multiple symbol rates

1.2 符號速率/頻偏估計

PSK信號具有循環(huán)平穩(wěn)特性,由循環(huán)平穩(wěn)有關理論可知[8],信號通過非線性變換之后的頻譜中會出現(xiàn)代表各階循環(huán)平穩(wěn)特性的峰值譜線,譜線的位置一般對應了信號載波頻率和符號速率的線性組合,因此可以通過提取這些譜線來完成信號的參數(shù)估計。

文中提出一種基于M次方譜的符號速率/頻偏估計算法,以BPSK為例進行推導,算法可以推廣到MPSK。經(jīng)過正交下變頻和低通濾波(LPF)后的BPSK信號表示為:

式中,gT(t)為成形濾波器,Ts=1/Rs為符號周期,Δf為載波頻偏,φn為調(diào)制相位。對于BPSK而言,φn= {0,π}。對信號進行平方運算,簡化后的結果為:

因為成形濾波函數(shù)gT(t)=0,當t?(0,Ts),所以有:

gT(t-nTs)gT(t-mTs)=0,m≠n(3)

結合式(3)可知,僅當m=n時式(2)的乘積項為非零值,故式(2)可化簡為:

由式(4)可知,y2(t)含有(t)以Ts為周期進行延拓與二倍載波頻偏分量的乘積,對其進行FFT運算后,頻譜將在f=2Δf±n(1/Ts)=2Δf±nRs處出現(xiàn)峰值譜線。一般情況下,在n=0,1時,即f=2Δf-Rs,2Δf,2Δf+Rs處譜線最明顯,如圖2所示。

圖2 BPSK信號的平方譜Fig.2 Quadratic spectrum of BPSK signal

圖2(a)是FFT之后的頻譜圖,圖2(b)將零頻搬移到中間,通過峰值搜索求得譜線的位置,從而可以計算出Δf和Rs的估計值。算法的估計范圍較大,允許的符號速率偏差為[-0.2Rs,0.2Rs],載波頻率偏差為[-0.5Rs,0.5Rs]。估計精度由FFT的頻率分辨率決定,頻率分辨率為(1/M0)Rs,M0為參與FFT的符號個數(shù)。

1.3 采樣率轉(zhuǎn)換

式中,mk,μk控制插值的位置,cl(k)為插值濾波器的系數(shù)。文獻[10]提出可以采用高效的Farrow結構來實現(xiàn)插值濾波,該結構易于硬件實現(xiàn),框圖如圖3所示。

圖3 Farrow插值結構Fig.3 Structure of farrow interpolation

1.4 定時恢復

傳統(tǒng)定時同步算法一般是由誤差信號反饋控制NCO,不斷調(diào)整ADC的采樣時鐘使其達到最佳采樣位置。對于突發(fā)模式下的定時同步,收發(fā)兩端工作在穩(wěn)定獨立的時鐘頻率上,解調(diào)器通過前向算法提取信號的定時誤差,然后通過插值算法直接計算出最佳采樣點來,定時恢復的結構如圖4所示。

圖4 突發(fā)PSK信號前向定時恢復Fig.4 Feedforward timing recovery for burst PSK signal

定時誤差估計采用O&M算法[11],設經(jīng)過匹配濾波之后的基帶復信號為r(n),定時誤差為ε,令xn=|r(n)|2,每符號采樣點數(shù)為N,L0為統(tǒng)計符號的個數(shù),則O&M算法可以表示為:

因為信號經(jīng)過采樣率轉(zhuǎn)換變?yōu)?倍符號速率,即N=4,故式(6)可以展開為:

由式(8)可知Xm直接由加減法和累加運算即可求得,復雜度低,適合硬件實現(xiàn)。

計算定時誤差的同時數(shù)據(jù)送入FIFO緩存中延時,定時控制器根據(jù)估計值^ε得到插值控制信號mk和μk,其中mk用于控制FIFO讀出數(shù)據(jù)的下標index,決定取哪幾個采樣點用于插值,μk用于控制插值濾波器的工作。插值濾波器采用文獻[10]提出的高效Farrow結構,插值算法采用性能較好的立方插值,通過插值計算即可得到最佳采樣點的近似值。

1.5 相偏恢復

經(jīng)過頻偏校正之后的信號仍有一個非常小的頻偏存在,此極小的頻偏相對于符號速率是一個慢變化量,可以看作是信號的相偏。前向相偏恢復的結構與定時恢復類似,如圖5所示。

圖5 突發(fā)PSK信號前向相偏恢復Fig.5 Feedforward phase recovery for burst PSK signal

突發(fā)PSK信號的相偏估計采用A.J.Viterbi和A.M.Viterbi提出的V&V算法[12],將MPSK信號表示為r(k)=ρ(k)ejφ(k),則載波相偏的估計值為:

式中,N0為用于估計的符號個數(shù),F[ρ(n)]表示ρ(n)的函數(shù),由文獻[13]的研究可知,為了達到最佳的估計性能,不同條件下F[ρ(n)]的取值如下:

與定時恢復類似,計算相偏的同時數(shù)據(jù)送入FIFO緩存中延時,^θ送入DDS中生成cos^θ-jsin^θ= e-j^θ,與FIFO的輸出數(shù)據(jù)進行復數(shù)乘法從而去除相偏的影響。

2 仿真與實現(xiàn)

在加性高斯白噪聲信道下對文中的算法進行了仿真,仿真的具體條件為:BPSK調(diào)制,Rs=12 Ms/s, Eb/N0=12 dB,計算平方譜的符號長度M0=512,定時估計的符號長度L0=128,相偏估計的符號長度N0=64,初始頻偏為Δf=0.1Rs。經(jīng)過頻偏校正和采樣率轉(zhuǎn)換后,信號的采樣率變?yōu)閒′s=4Rs,殘余的頻偏小于2‰Rs,定時恢復后信號的星座圖見圖6。

圖6 定時恢復后的星座圖Fig.6 Constellation after timing recovery

由圖6看出,因為殘余微小頻偏的影響,信號的星座圖出現(xiàn)了旋轉(zhuǎn)。極小的頻偏相當于相偏,相偏恢復之后信號的星座圖見圖7,可以看出相偏恢復算法的性能較好,星座圖旋轉(zhuǎn)現(xiàn)象已經(jīng)消除。

圖7 相偏恢復后的星座圖Fig.7 Constellation after phase recovery

根據(jù)上述算法,采用Xilinx公司V6系列的XC6VSX315T FPGA和TI公司的ADS5474采樣芯片完成了多速率突發(fā)PSK信號解調(diào)原理樣機的設計與實現(xiàn)。自行設計的突發(fā)信號源每秒發(fā)送15 000個突發(fā)包,實際的信號采用了差分編碼,即DBPSK調(diào)制,FPGA的系統(tǒng)工作時鐘為200 MHz,適用的突發(fā)信號符號速率范圍為8～50 Ms/s。通過ChipS-cope抓取了硬件調(diào)試的實際結果,信號的平方譜如圖8所示。

圖8 ChipScope顯示的平方譜Fig.8 Quadratic spectrum in ChipScope

定時恢復的信號星座圖見圖9,對差分編碼后的信號來說相偏的存在不會影響解調(diào)器的正常工作,故硬件實現(xiàn)時省略了相偏恢復模塊,定時恢復后的數(shù)據(jù)可直接送入差分判決模塊得到輸出結果。

圖9 ChipScope顯示的星座圖Fig.9 Constellation in ChipScope

在實驗室條件下,信號源重復發(fā)送同一段突發(fā)數(shù)據(jù),通過調(diào)節(jié)模擬噪聲源和信號衰減器來實現(xiàn)不同信噪比,在FPGA內(nèi)部編程將解調(diào)完的結果與信號源進行比對統(tǒng)計差錯符號的個數(shù),得到不同信噪比下系統(tǒng)誤碼率的實際測試值,性能曲線見圖10。

圖10 突發(fā)解調(diào)器誤碼率性能Fig.10 BER performance of burst demodulator

圖10同時給出了所設計突發(fā)解調(diào)器誤碼性能的MATLAB仿真結果和理論曲線,算法仿真的性能與理論曲線相差小于0.2 dB。當Eb/N0較小時,硬件測試值與理論值相差較大,隨著Eb/N0增大,測試值逐漸趨近與理論曲線,由此可知在中高信噪比條件下文中所設計的突發(fā)解調(diào)樣機具有較好的性能。

3 結 語

文中提出一種適用于多速率突發(fā)PSK信號的無前導字全數(shù)字解調(diào)器設計,通過乒乓FIFO結構和符號速率轉(zhuǎn)換以滿足不同的符號速率,對符號速率和頻偏估計算法進行了詳細推導,算法的估計范圍較大,定時恢復和相偏恢復采用了前向算法,同時通過各級FIFO緩存保證解調(diào)過程不會損失任何符號。對算法進行了MATLAB仿真,最后根據(jù)設計方案完成了突發(fā)信號解調(diào)樣機的硬件實現(xiàn),結果證明了算法的有效性和可靠性。

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廖 明(1987—),男,碩士研究生,主要研究方向為通信與信息系統(tǒng);

LIAOMing(1987-),male,graduate student,mainly engaged in communication and information system.

姚 軍(1962—),男,碩士,研究員,主要研究方向為通信信號處理;

YAO Jun(1962-),male,M.Sci.,research fellow,majoring in communication signal processing.

張 偉(1972—),男,碩士,研究員,主要研究方向為數(shù)字信號處理技術;

ZHANG Wei(1972-),male,M.Sci.,master,research fellow,mainly working at on digital signal processing.

王世練(1976—),男,博士,副教授,主要研究方向為無線通信。

WANG Shi-lian(1976-),male,Ph.D.,associate professor,mainly engaged in the research of wireless communication.

A Full-digital Burst-mode PSK Demodulator without Preamble for Multiple Symbol Rates

LIAO Ming1,2,YAO Jun2,ZHANG Wei2,WANG Shi-lian3
(1.Graduate School of China Academy of Engineering Physics,Mianyang Sichuan 621900,China; 2.Institute of Electronic Engineering,China Academy of Engineering Physics,Mianyang Sichuan 621900,China; 3.School of Electronic Science and Engineering,National Univ.of Defense Technology,Changsha Hunan 410073,China)

The application of burst-mode communication becomes even popular.The demodulator with preamble may reduce data transmission efficiency of the system.A scheme of full-digital burst-mode demodulator without preamble suitable for multiple symbol rates is proposed.FIFO operation and sampling rate conversion applicable to multiple symbol rates are designed.Feedforward algorithm is suggested for parameter estimation,timing synchronization and carrier recovery,the demodulation and high data transmission efficiency could be done without any loss of data symbols.The algorithm is easy to implement on hardware platform,and the results of simulation and hardware test indicate its effectiveness and reliability in the environment of moderate and high SNR.

multiple symbol rates;burst-mode;without preamble

TN911.72

A

1002-0802(2014)01-0018-06

10.3969/j.issn.1002-0802.2014.01.004