陳強(qiáng)， 楊志超， 張建忠， 章心因， 呂干云， 祁建民

(1.南京工程學(xué)院電力工程學(xué)院，江蘇南京211167;2.東南大學(xué) 電氣工程學(xué)院，江蘇南京210096;3.江蘇方天電力技術(shù)有限公司，江蘇 南京211102)

0 引言

電能回饋直流模擬負(fù)載將放電測試的電能回饋電網(wǎng)，用它來取代傳統(tǒng)耗能負(fù)載，可起到明顯的節(jié)能增效作用。但蓄電池、開關(guān)電源等直流電源種類繁多，工作電流電壓范圍、功率等級均有差異，采用單路輸入的模擬負(fù)載難以滿足多種電源的需求，且單路的功率受限［1-2］。由于直流電源輸出電壓偏低，文獻(xiàn)［3］采用基于移相全橋電路的并聯(lián)輸入串聯(lián)輸出(input-paralleled output-series，IPOS)的工作方式來擴(kuò)大容量，這能夠?qū)崿F(xiàn)低輸入直流電壓高輸出直流電壓以滿足并網(wǎng)的直流母線電壓要求，但各支路的獨(dú)立性差，且單路的工作不穩(wěn)定會(huì)導(dǎo)致直流母線電壓的波動(dòng)，進(jìn)而影響設(shè)備正常的并網(wǎng)逆變。

電力電子控制中，數(shù)字控制因其具有精度高、溫漂小、控制策略靈活等優(yōu)點(diǎn)，得到越來越多的應(yīng)用［4］，但數(shù)字控制也有控制延時(shí)的問題，為提高直流變換器動(dòng)靜態(tài)特性，在DC/DC變換器中延時(shí)補(bǔ)償?shù)乃惴ū簧钊胙芯浚?-7］，但算法比較復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)有一定難度。

為提高各個(gè)直流模擬模塊工作的獨(dú)立性，文中采用并聯(lián)輸入并聯(lián)輸出(input-paralleled outputparalleled，IPOP)的工作方式。高頻隔離升壓電路實(shí)現(xiàn)直流母線電壓的變換，提高了直流母線電壓。采用數(shù)字控制外環(huán)和模擬控制內(nèi)環(huán)的控制方式實(shí)現(xiàn)輸入電流的控制，兼顧數(shù)字控制精確和模擬控制響應(yīng)快的優(yōu)點(diǎn)，在很大程度上減少了數(shù)字控制控制延時(shí)的影響，實(shí)現(xiàn)各個(gè)直流模塊輸入電流的高精度獨(dú)立控制。

并網(wǎng)的功率因數(shù)和電流總諧波畸變率(THD)是電能質(zhì)量最重要的兩個(gè)指標(biāo)。單相電網(wǎng)鎖相通常采用過零點(diǎn)鎖相［8］，容易受到諧波、多個(gè)過零點(diǎn)等干擾，造成鎖相失敗。本文采用基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相方法，有效濾除干擾的影響，提高了鎖相的精度和可靠性。采用LCL濾波器［9-10］，并引入并網(wǎng)電流瞬時(shí)P控制和重復(fù)控制的復(fù)合控制策略，有效抑制諧波和周期性脈動(dòng)。

1 主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

多路輸入電能回饋直流模擬負(fù)載主電路分直流變換和并網(wǎng)逆變兩部分。直流變換電路如圖1所示，虛線框部分為直流負(fù)載模擬模塊，各模擬模塊由DC/DC電路構(gòu)成，輸出并接至電容C2，經(jīng)高頻隔離電路實(shí)現(xiàn)電氣隔離。高頻隔離電路實(shí)現(xiàn)電容C2和C3之間電壓的變換和C3的穩(wěn)壓控制，以SG3525為控制芯片，用內(nèi)嵌的運(yùn)放構(gòu)成PI控制器，實(shí)現(xiàn)對C3電壓的閉環(huán)控制，經(jīng)Q1-Q4構(gòu)成的全橋電路變?yōu)楦哳l方波，經(jīng)高頻變壓器T電氣隔離，然后經(jīng)D1-D4、L3和C3整流濾波成直流。并網(wǎng)逆變電路如圖2所示，全橋逆變后經(jīng)LCL濾波器接入電網(wǎng)。

圖1 直流變換電路Fig.1 DC conversion circuit

圖2 逆變并網(wǎng)電路Fig.2 Grid-connected inverter circuit

2 直流負(fù)載模擬模塊

數(shù)字控制的延時(shí)由A/D采樣延時(shí)、計(jì)算控制延時(shí)和PWM生成延時(shí)等構(gòu)成。本系統(tǒng)采用的控制芯片為TI的TMS320F2812，主頻150 M，采樣和計(jì)算控制延時(shí)影響較小，主要是生成PWM延時(shí)影響控制性能。

圖3 模擬模塊控制策略Fig.3 Control strategy of simulated load

圖1中，流經(jīng)電感L2的電流iL2是高頻鋸齒波，經(jīng)L1C1濾波得到較平滑的直流電流iL1。圖4為模擬模塊電路控制系統(tǒng)框圖，iDCref為DSP控制系統(tǒng)輸出的直流電流給定值，Kd為功率管脈寬調(diào)制增益。

圖4 模擬模塊電路控制系統(tǒng)框圖Fig.4 Control system diagram of simulated module circuit

3 電網(wǎng)鎖相閉環(huán)控制

并網(wǎng)鎖相控制對于提高并網(wǎng)功率因數(shù)提高電能質(zhì)量是非常關(guān)鍵的。本文采用基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相方法，有效消除了諧波、多個(gè)過零點(diǎn)等的干擾。

3.1 控制原理

電網(wǎng)電壓的傅里葉變換三角函數(shù)展開式為

式中:Uac0為直流分量;ω為基波角頻率;基波的n次分量對于基波分量，可以用式(2)～式(4)求解得到相角關(guān)系，式中基波載波比N=1/(f1TPR)，f1為基波頻率，TPR為載波周期，Δθ1為每個(gè)鎖相控制周期的起始相角。

本文調(diào)節(jié)每次鎖相控制周期的起始相角和基波載波比，固定載波周期，則第k+1次鎖相控制周期的基波載波比可用式(5)求得:

通過式(5)可以進(jìn)而求得f1，Δθ1由圖5所示的基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相控制給出，Gloop(z)為閉環(huán)控制器。

圖5 基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相控制系統(tǒng)Fig.5 Closed-loop phase-locked control system based on discrete Fourier transform

3.2 仿真分析

采用基于Matlab/Simulink的模型對本文提出的電網(wǎng)閉環(huán)鎖相控制法進(jìn)行仿真驗(yàn)證。圖6為50 Hz電網(wǎng)電壓疊加3次諧波和4次諧波的閉環(huán)鎖相波形。圖7為50 Hz基波過零點(diǎn)受多個(gè)過零點(diǎn)干擾的鎖相波形。圖6、圖7的電網(wǎng)電壓T=0時(shí)刻相位均為0 rad，圖6在t=15 ms時(shí)刻開始鎖相，圖7在t=5 ms時(shí)刻開始鎖相。從圖中可以看出，經(jīng)過幾個(gè)工頻周期調(diào)節(jié)，能準(zhǔn)確地實(shí)現(xiàn)鎖相。

通過仿真驗(yàn)證可以得到基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相控制對于諧波和過零點(diǎn)干擾均具有較強(qiáng)的抑制能力，能夠?qū)崿F(xiàn)成功鎖相。

圖6 疊加諧波的閉環(huán)鎖相波形Fig.6 Closed-loop phase-locked waveform on superposition of harmonic

圖7 多個(gè)過零點(diǎn)的閉環(huán)鎖相波形Fig.7 Closed-loop phase-locked waveform on multiple zero-crossing point

4 DC/AC并網(wǎng)逆變

圖8為DC/AC并網(wǎng)逆變電路系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)圖，并網(wǎng)電流控制采用瞬時(shí)P控制與重復(fù)控制的復(fù)合控制策略，以滿足并網(wǎng)控制的動(dòng)態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能要求［11-14］，通過對并網(wǎng)電流參考值的調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)電容C2端電壓的穩(wěn)壓控制。UC2為電容C2端電壓，iacref為給定并網(wǎng)電流參考值，η1為高頻隔離電路和并網(wǎng)逆變電路的整體效率，e為電網(wǎng)電壓有效值，Gdc(s)為電壓外環(huán)控制器，為PI控制器，GP(s)為電流內(nèi)環(huán)控制器，為P控制器，GRC(s)為重復(fù)控制器，KPWM為逆變器增益，iac為并網(wǎng)電流，Uac為電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值，UC1為C1的端電壓。

圖8 DC/AC逆變電路的系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)圖Fig.8 Control System diagram of DC/AC Inverter circuit

重復(fù)控制離散化傳遞函數(shù)為

式中:N為電網(wǎng)基波周期內(nèi)的采樣點(diǎn)數(shù);Q為積分衰減數(shù);C(z)為控制對象補(bǔ)償環(huán)節(jié)。

重復(fù)控制的控制對象為含阻尼的LCL濾波器，其傳遞函數(shù)為

取 L4為 1.2 mH、L5為 0.6 mH、C4為 16 μF、R為2 Ω，將式(7)離散化得

當(dāng)C(z)GLCL(z)在中低頻段具有零增益零相移特性，重復(fù)控制系統(tǒng)具有最好的控制性能。C(z)由超前滯后環(huán)節(jié)與低通濾波串聯(lián)組成，超前滯后環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)對中低頻段控制對象增益的校正，低通濾波器提高高頻衰減能力。超前滯后環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)為

為了實(shí)現(xiàn)中低頻段的零增益零相移特性，式(9)的系數(shù)可以通過式(10)選取:

為了提高高頻段的衰減能力，采用二階低通濾波器，截止頻率1 000 Hz，離散化后的傳遞函數(shù)為

經(jīng)超前滯后環(huán)節(jié)和二階低通濾波串聯(lián)補(bǔ)償后，為補(bǔ)償?shù)皖l相位差，引入zk進(jìn)行超前相位補(bǔ)償。Kr為重復(fù)控制器增益，小于1的常數(shù)，增加Kr，誤差收斂變快，穩(wěn)態(tài)誤差減小，減小Kr，收斂變慢，穩(wěn)定裕度增加。補(bǔ)償環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)為

C(z)補(bǔ)償效果波特圖如圖9所示，實(shí)線為GLCL(z)的波特圖，虛線為補(bǔ)償后的C(z)GLCL(z)的波特圖。從圖中可以看出，經(jīng)過C(z)補(bǔ)償后在中低頻段得到近似零增益零相移特性，同時(shí)加快了高頻段幅頻特性的衰減，有利于減少高頻干擾。

圖9 C(z)補(bǔ)償效果波特圖Fig.9 Bode diagram of the compensation effect of C(z)

5 實(shí)驗(yàn)分析

根據(jù)本文方案，研制了一臺5路輸入的樣機(jī)，單路額定功率為1 kW，總額定功率為5 kW，控制電路主控芯片采用TI的DSP芯片TMS320F2812。圖10為直流輸入電流和并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形，直流電流設(shè)定值為4 A，電流實(shí)測值為4.03 A，誤差控制在1%以內(nèi)，實(shí)現(xiàn)了直流模擬模塊對輸入電流的高精度控制。

圖10 直流輸入電流和并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of grid-connected current and DC input current

圖11為額定功率并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形，功率因數(shù)達(dá)到0.99以上，并網(wǎng)電流THD為0.7%，這驗(yàn)證本文提出的閉環(huán)鎖相控制能夠?qū)崿F(xiàn)準(zhǔn)確鎖相，同時(shí)重復(fù)控制算法有效的抑制周期脈動(dòng)引起的電流畸變，實(shí)現(xiàn)了極高的并網(wǎng)電能質(zhì)量。

圖11 額定功率下并網(wǎng)電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Experimental waveforms of grid-connected current under rated power

6 結(jié)語

本文設(shè)計(jì)了多路輸入電能回饋直流模擬負(fù)載，從電路拓?fù)浜涂刂品椒ㄟM(jìn)行了詳細(xì)闡述。每路直流負(fù)載模擬模塊能實(shí)現(xiàn)了對輸入電流的獨(dú)立高精度控制，高頻隔離電路可實(shí)現(xiàn)寬范圍的輸入電壓和低成本小體積的電氣隔離。著重介紹了基于離散傅里葉變換的閉環(huán)鎖相控制，仿真給出了閉環(huán)鎖相的精確和可靠。并網(wǎng)控制引入重復(fù)控制，對補(bǔ)償環(huán)節(jié)進(jìn)行了詳細(xì)設(shè)計(jì)。通過實(shí)驗(yàn)給出了并網(wǎng)電流波形和直流輸入電流波形，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證直流控制精度達(dá)到1%以內(nèi)，并網(wǎng)功率因數(shù)達(dá)到0.99以上，并網(wǎng)電流THD為0.7%，實(shí)現(xiàn)了高并網(wǎng)電能質(zhì)量。

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