沈銳龍，潘明海

(南京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院， 南京210016)

0 引言

現(xiàn)代雷達技術(shù)的重要發(fā)展方向是寬帶、高分辨率和數(shù)字化(或軟件化)。這就要求對目標進行成像分析和識別［1］，而不僅是完成對目標位置、運動速度等信息的提取。產(chǎn)生符合系統(tǒng)要求的寬帶雷達發(fā)射信號是高分辨雷達的關(guān)鍵技術(shù)之一。隨著數(shù)字技術(shù)的發(fā)展，采用數(shù)字方法產(chǎn)生復(fù)雜的寬帶雷達信號的技術(shù)已日趨成熟。本文采用FPGA電路和寬帶DAC電路直接產(chǎn)生50 MHz～550 MHz的線性調(diào)頻中頻信號，將中頻信號上變頻到2 GHz～2.5 GHz的射頻頻段，再經(jīng)過2倍頻獲得4 GHz～5 GHz的寬頻帶線性調(diào)頻(LFM)信號。為進一步提高射頻輸出信號的幅度/相位特性，采用幅/相預(yù)失真校準方法，并精心設(shè)計信號產(chǎn)生系統(tǒng)的中頻電路和射頻電路，進行了實驗研究與分析。對實際系統(tǒng)的測試結(jié)果表明，系統(tǒng)產(chǎn)生LFM信號的帶外雜散優(yōu)于-55 dB，帶內(nèi)起伏小于 ±2 dB，且系統(tǒng)穩(wěn)定、可靠。該信號源系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單，具有較高的頻譜純度和低雜散特征。

1 寬帶信號的產(chǎn)生方法

寬帶低雜散射頻LFM信號的產(chǎn)生系統(tǒng)采用數(shù)字技術(shù)產(chǎn)生中頻LFM信號，經(jīng)過混頻/倍頻得到所需的射頻LFM信號。

利用數(shù)字技術(shù)產(chǎn)生LFM信號的方法主要有兩種:直接數(shù)字合成法(DDS)和波形存儲直讀法(DDWS)［2］。由于DDS法存在相位截斷，會引入大量的雜散頻譜分量，使得產(chǎn)生的信號雜散抑制性能較差。對基于數(shù)字技術(shù)的波形產(chǎn)生系統(tǒng)，DDS法和DDWS法的輸出信號都不可避免的存在時域、頻域的誤差和失真，此時DDWS法具有進行信號波形或頻譜修正的優(yōu)勢。因此，在對信號波形要求越來越嚴格的雷達系統(tǒng)中，DDWS法的頻譜質(zhì)量優(yōu)于DDS法。

為了得到所需中心頻率和帶寬的射頻信號，需要采用混頻/倍頻技術(shù)。由于零中頻信號采樣正交調(diào)制必然帶來信號的非嚴格正交、幅相不一致、載波泄露大等缺陷［3］，因而采用直接數(shù)字中頻技術(shù)產(chǎn)生單路中頻信號，然后通過混頻/倍頻得到系統(tǒng)要求的寬帶LFM信號，避免正交調(diào)制器帶來的頻譜質(zhì)量惡化，同時簡化系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。

按照上述方案，寬帶射頻LFM信號的直接產(chǎn)生系統(tǒng)主要由數(shù)字中頻電路和混頻、放大、倍頻電路組成，如圖1所示。其中，數(shù)字中頻電路采用DDWS法產(chǎn)生50 MHz～550 MHz中頻LFM信號，經(jīng)過預(yù)失真調(diào)整后送入混頻、放大、倍頻電路，完成對LFM信號的上變頻和帶寬擴展，得到所需的中心頻率為4.5 GHz、帶寬為1 GHz的寬帶LFM信號。

圖1 系統(tǒng)設(shè)計方案框圖

2 寬帶信號產(chǎn)生系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)

2.1 中頻LFM信號的產(chǎn)生系統(tǒng)

數(shù)字中頻電路采用DDWS法產(chǎn)生單路數(shù)字中頻LFM信號。其原理是:根據(jù)預(yù)定的采樣頻率和所需的信號帶寬、時寬等參數(shù)，由信號的數(shù)學(xué)表達式計算出信號各點的采樣值，并按采樣順序存儲在高速存儲器中。信號產(chǎn)生時，通過對采樣時鐘計數(shù)產(chǎn)生地址并高速尋址存儲器，依次讀出波形數(shù)據(jù)，在D/A轉(zhuǎn)換后經(jīng)過適當(dāng)濾波產(chǎn)生所需中頻模擬信號。高速波形存儲、D/A轉(zhuǎn)換、時序控制邏輯是DDWS技術(shù)實現(xiàn)信號源的3個關(guān)鍵，與之對應(yīng)的器件選擇和電路設(shè)計決定了信號源的主要性能指標。本文選擇的主要器件為XC5VLX50 T高速大容量FPGA和AD973614-Bit，1 200 MSPS DAC。

圖2 數(shù)字中頻電路硬件原理圖

由于采用了數(shù)字技術(shù)，先構(gòu)成離散信號再由DAC變換成模擬信號輸出，因而噪聲和雜散是不可避免的。產(chǎn)生噪聲和雜散的主要因素是DAC的量化誤差以及階梯重構(gòu)引起的鏡像殘余和孔徑效應(yīng)［4］。DAC的量化誤差主要取決于量化位數(shù)和采樣率，假設(shè)量化位數(shù)為N，采樣率為L倍奈奎斯特采樣率，則可以近似認為量化引起的信噪比SNRdB與量化位數(shù)N、過采樣率L的關(guān)系為:SNRdB≈6.02N+1.76+10 lgL。顯然，增加量化位數(shù)和提高采樣率都有助于減小信號失真，但提高采樣率同時會帶來硬件實現(xiàn)上的困難，因此，折中考慮波形質(zhì)量及對硬件的要求，選取14位量化DAC和1倍奈奎斯特采樣是比較合適的。

DAC芯片采用雙沿數(shù)據(jù)傳送模式(DDR)，工作時鐘速率為1.2 GSPS。由于FPGA的工作頻率限制，其內(nèi)部的地址生成、系統(tǒng)控制和ROM的普通I/O無法以如此高的頻率輸出，因此，在FPGA的數(shù)據(jù)發(fā)送端采用并串轉(zhuǎn)換技術(shù)，通過OSERDES將內(nèi)部的6路200 MHz低速并行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化成1路1 200 MHz高速串行數(shù)據(jù)送入DAC數(shù)據(jù)接收端。中頻電路硬件原理如圖2所示。

由DAC階梯重構(gòu)引起的鏡像殘余和孔徑效應(yīng)將使得輸出信號的頻譜存在鏡像分量和包絡(luò)SINC函數(shù)調(diào)制。為了得到接近理想的LFM中頻信號，需要對送入DAC的數(shù)據(jù)進行反SINC函數(shù)預(yù)失真，并對輸出信號進行濾波。系統(tǒng)工作于奈奎斯特采樣方式，所以對濾波器的性能要求非常嚴苛。必須要滿足過渡帶衰減迅速、帶內(nèi)起伏小、帶外抑制大的性能要求，以保證系統(tǒng)的諧波雜散指標。50 MHz～550 MHz帶通濾波器被用于濾除DAC輸出信號的諧波與鏡像分量，中心頻率300 MHz、帶寬500 MHz、阻帶650 MHz處衰減超過40 dB。通過多次實驗最終采用11階切比雪夫濾波器，由于中心頻率較低，采用集總元件的貼片電感、電容構(gòu)建濾波器，并用微帶線實現(xiàn)部分小電容，保證濾波器設(shè)計的精度。通過頻譜儀測量的幅度頻率特性曲線如圖3所示，中頻輸出信號頻譜如圖4所示。

圖3 50 MHz～550 MHz帶通濾波器幅度頻率圖

圖4 中頻LFM信號頻譜

2.2 射頻電路的設(shè)計與實現(xiàn)

2.2.1 混頻器電路設(shè)計

混頻器電路采用二極管雙平衡器芯片實現(xiàn)，其變頻損耗約為8 dB，配合2 GHz～2.5 GHz帶通濾波器濾除混頻器輸出信號的諧波與鏡像分量。2 GHz～2.5 GHz帶通濾波器用于濾除混頻器輸出信號的諧波與鏡像分量，中心頻率2.25 GHz，帶寬500 MHz，采用7階發(fā)夾型微帶濾波器，并加入四分之一波長開路線來抑制寄生通帶。由于濾波器的插入損耗和混頻器的變頻損耗，射頻鏈路中加入了20 dB增益放大器，保證倍頻器輸入信號有足夠的功率，經(jīng)混頻后系統(tǒng)輸出的信號頻譜如圖5所示。

圖5 混頻后系統(tǒng)輸出信號頻譜

2.2.2 倍頻器電路設(shè)計

倍頻器是一種用于產(chǎn)生輸入信號諧波分量的非線性電路［5］，采用倍頻器完成對LFM信號的帶寬擴展，設(shè)計輸入功率10 dBm、頻率2 GHz～2.5 GHz的信號，得到輸出功率0 dBm、頻率4 GHz～5 GHz的信號。采用ATF53189增強型場效應(yīng)管設(shè)計倍頻電路，由場效應(yīng)管倍頻器工作原理可知，當(dāng)漏極電壓Vd一定時，通過調(diào)整柵極電壓Vg使得所需的諧波電流最大［6］。由于倍頻器電路對穩(wěn)定性、駐波比、帶內(nèi)幅度平坦度、倍頻損耗、非二次諧波抑制性能均有較高要求，為了得到較小的帶內(nèi)起伏，可以適當(dāng)犧牲倍頻損耗等其他性能指標，以減小系統(tǒng)幅度失真補償?shù)碾y度。通過合理地設(shè)計直流偏置電路和輸入輸出匹配電路，得到滿足要求的2倍頻電路，通過頻譜儀測試其輸出幅度頻率特性曲線，如圖6所示。

圖6 2倍頻器輸出幅度頻率圖

2.3 幅相誤差的補償

由于整個系統(tǒng)涉及到濾波、混頻、放大等諸多環(huán)節(jié)，必然存在一定的幅相失真?？梢愿鶕?jù)測量得到的系統(tǒng)幅相失真，校正數(shù)字部分的波形，達到補償失真的目的。理想的LFM信號表達式為

式中:T為信號脈沖寬度;K為線性調(diào)頻率。根據(jù)線性調(diào)頻信號的時頻對應(yīng)關(guān)系，在線性調(diào)頻信號的時帶積遠大于1時，其時域幅相誤差與頻域誤差成比例［7-8］，采用頻譜儀記錄幅度誤差，映射到時域補償失真的技術(shù)來完成幅度誤差補償。由式(2)可知，時域上脈沖的初始時刻t=0對應(yīng)線性調(diào)頻信號起始頻率f0，時域上脈沖的結(jié)束時刻t=T對應(yīng)線性調(diào)頻信號截止頻率f0+KT，所以頻域上的幅度失真和時域上的幅度失真有一一對應(yīng)的關(guān)系。為了校正系統(tǒng)幅度誤差，可以采用以下步驟:(1)ROM中寫入未校正的LFM信號s(t)=rect( t/T)ej2π(f0t+Kt2/2)的數(shù)據(jù);(2)采用頻譜儀記錄系統(tǒng)輸出信號的帶內(nèi)幅度起伏M(f)，并導(dǎo)入計算機;(3)補償函數(shù)為A(f)=-M(f)-max(-M(f))，其線性插值得到對應(yīng)的時域補償函數(shù)A(t);(4)將校正后信號s0(t)=A(t)·rect( t/T)ej2π(f0t+Kt2/2)的數(shù)據(jù)寫入 ROM，完成幅度誤差的補償。

3 系統(tǒng)測試與分析

采用微波信號源E8257D提供系統(tǒng)時鐘和本振信號，用頻譜儀E4440A測試各個模塊的輸出信號頻譜。中頻LFM信號經(jīng)過50 MHz～550 MHz抗混疊帶通濾波器輸出頻譜，如圖4所示。通過濾波，DAC的鏡像分量和諧波分量得到有效抑制?；祛l后2 GHz～2.5 GHz射頻LFM信號未經(jīng)過系統(tǒng)幅度校正時的頻譜如圖7所示，帶內(nèi)起伏較大。經(jīng)過校正混頻輸出信號，頻帶內(nèi)起伏細節(jié)如圖8所示，帶內(nèi)起伏得到明顯改善。

圖7 未校正的混頻后系統(tǒng)輸出信號頻譜

圖8 經(jīng)校正的混頻輸出信號帶內(nèi)起伏

經(jīng)校正后最終輸出的信號頻譜如圖9所示，系統(tǒng)輸出信號的中心頻率和帶寬分別達到了4.5 GHz和1 GHz，帶外諧波和雜散抑制均低于-55 dB。但同信號質(zhì)量出現(xiàn)了劣化，主要表現(xiàn)為帶內(nèi)起伏和噪聲臺階。這主要是由于系統(tǒng)實現(xiàn)過程中引入了混頻、濾波、增益放大等諸多環(huán)節(jié)，勢必會造成紋波起伏、相位劣化等失真。雖然這些是不可避免的，但可以通過反復(fù)調(diào)整來減小其影響。

圖9 中心頻率4.5 GHz、帶寬1 GHz的LFM信號

4 結(jié)束語

本文研究了帶寬1 GHz線性調(diào)頻信號的產(chǎn)生方法和系統(tǒng)實現(xiàn)技術(shù)，詳細討論了系統(tǒng)的設(shè)計方案及其關(guān)鍵技術(shù)的解決途徑。測試結(jié)果表明，通過直接數(shù)字中頻和混頻/倍頻技術(shù)產(chǎn)生的LFM信號可獲得較高的技術(shù)性能指標，輸出信號帶寬達到1 GHz，帶外雜散優(yōu)于-55 dB，帶內(nèi)起伏小于±2 dB。該技術(shù)達到了系統(tǒng)的設(shè)計要求，為寬帶雷達線性調(diào)頻信號源的研發(fā)提供了一條有效的途徑。

［1］ 費元春，蘇廣川，米 紅，等.寬帶雷達信號產(chǎn)生技術(shù)［M］.北京:國防工業(yè)出版社，2002.Fei Yuanchun，Su Guangchuan，Mi Hong，et al.The generating technology of wideband radar signals［M］.Beijing:National Defense Industry Press，2002.

［2］ 李衍忠，蔡英杰，向敬成.一種寬帶任意波形發(fā)生器的設(shè)計與應(yīng)用［J］.儀器儀表學(xué)報，2001，22(5):534-536.Li Yanzhong，Cai Yingjie，Xiang Jingcheng.Design and application of a wide-band AWG［J］.Chinese Journal of Scientific Instrument，2001，22(5):534-536.

［3］ 熊躍軍，黎向陽，羅鵬飛.寬帶脈沖壓縮信號產(chǎn)生系統(tǒng)的設(shè)計與實現(xiàn)［J］.現(xiàn)代雷達，2006，28(1):68-70，75.Xiong Yuejun，Li Xiangyang，Luo Pengfei.Design and implementation of a wide-band pulse compression signal generation system［J］.Modern Radar，2006，28(1):68-70，75.

［4］ 李衍忠.超寬帶脈壓雷達信號產(chǎn)生系統(tǒng)研究［D］.成都:電子科技大學(xué)，2000.Li Yanzhong.A research on ultra wide band radar pulse compression signal generation systems［D］.Chengdu:University of Electronic Science and Technology，2000.

［5］ Klymyshyn D M，Ma Zhen.Active frequency-multiplier design using CAD［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2003，51(4):1377-1385.

［6］ Maas S A.Nonlinear microwave and RF circuits［M］.2 edition.Morristown:Artech House Publishers，2003.

［7］ 賈穎新，王巖飛.超高分辨率機載SAR寬帶激勵源設(shè)計與實現(xiàn)［J］.雷達學(xué)報，2013(1):77-85.Jia Yingxin，Wang Yanfei.Design and implementation of wideband exciter for an ultra-high resolution airborne SAR system［J］.Journal of Radars，2013(1):77-85.

［8］ Hu Shibing，Lu Jiqing.A novel digital predistortion technique for ultra wide-band radar pulse-compression signals［C］ //2011 Second International Conference on Mechanic Automation and Control Engineering(MACE).Hohhot:IEEE Press，2011:5508-5511.