沈銳龍，潘明海

(南京航空航天大學電子信息工程學院， 南京210016)

0 引言

現(xiàn)代雷達技術的重要發(fā)展方向是寬帶、高分辨率和數(shù)字化(或軟件化)。這就要求對目標進行成像分析和識別［1］，而不僅是完成對目標位置、運動速度等信息的提取。產(chǎn)生符合系統(tǒng)要求的寬帶雷達發(fā)射信號是高分辨雷達的關鍵技術之一。隨著數(shù)字技術的發(fā)展，采用數(shù)字方法產(chǎn)生復雜的寬帶雷達信號的技術已日趨成熟。本文采用FPGA電路和寬帶DAC電路直接產(chǎn)生50 MHz～550 MHz的線性調(diào)頻中頻信號，將中頻信號上變頻到2 GHz～2.5 GHz的射頻頻段，再經(jīng)過2倍頻獲得4 GHz～5 GHz的寬頻帶線性調(diào)頻(LFM)信號。為進一步提高射頻輸出信號的幅度/相位特性，采用幅/相預失真校準方法，并精心設計信號產(chǎn)生系統(tǒng)的中頻電路和射頻電路，進行了實驗研究與分析。對實際系統(tǒng)的測試結果表明，系統(tǒng)產(chǎn)生LFM信號的帶外雜散優(yōu)于-55 dB，帶內(nèi)起伏小于 ±2 dB，且系統(tǒng)穩(wěn)定、可靠。該信號源系統(tǒng)結構簡單，具有較高的頻譜純度和低雜散特征。

1 寬帶信號的產(chǎn)生方法

寬帶低雜散射頻LFM信號的產(chǎn)生系統(tǒng)采用數(shù)字技術產(chǎn)生中頻LFM信號，經(jīng)過混頻/倍頻得到所需的射頻LFM信號。

利用數(shù)字技術產(chǎn)生LFM信號的方法主要有兩種:直接數(shù)字合成法(DDS)和波形存儲直讀法(DDWS)［2］。由于DDS法存在相位截斷，會引入大量的雜散頻譜分量，使得產(chǎn)生的信號雜散抑制性能較差。對基于數(shù)字技術的波形產(chǎn)生系統(tǒng)，DDS法和DDWS法的輸出信號都不可避免的存在時域、頻域的誤差和失真，此時DDWS法具有進行信號波形或頻譜修正的優(yōu)勢。因此，在對信號波形要求越來越嚴格的雷達系統(tǒng)中，DDWS法的頻譜質(zhì)量優(yōu)于DDS法。

為了得到所需中心頻率和帶寬的射頻信號，需要采用混頻/倍頻技術。由于零中頻信號采樣正交調(diào)制必然帶來信號的非嚴格正交、幅相不一致、載波泄露大等缺陷［3］，因而采用直接數(shù)字中頻技術產(chǎn)生單路中頻信號，然后通過混頻/倍頻得到系統(tǒng)要求的寬帶LFM信號，避免正交調(diào)制器帶來的頻譜質(zhì)量惡化，同時簡化系統(tǒng)結構。

按照上述方案，寬帶射頻LFM信號的直接產(chǎn)生系統(tǒng)主要由數(shù)字中頻電路和混頻、放大、倍頻電路組成，如圖1所示。其中，數(shù)字中頻電路采用DDWS法產(chǎn)生50 MHz～550 MHz中頻LFM信號，經(jīng)過預失真調(diào)整后送入混頻、放大、倍頻電路，完成對LFM信號的上變頻和帶寬擴展，得到所需的中心頻率為4.5 GHz、帶寬為1 GHz的寬帶LFM信號。

圖1 系統(tǒng)設計方案框圖

2 寬帶信號產(chǎn)生系統(tǒng)的關鍵技術

2.1 中頻LFM信號的產(chǎn)生系統(tǒng)

數(shù)字中頻電路采用DDWS法產(chǎn)生單路數(shù)字中頻LFM信號。其原理是:根據(jù)預定的采樣頻率和所需的信號帶寬、時寬等參數(shù)，由信號的數(shù)學表達式計算出信號各點的采樣值，并按采樣順序存儲在高速存儲器中。信號產(chǎn)生時，通過對采樣時鐘計數(shù)產(chǎn)生地址并高速尋址存儲器，依次讀出波形數(shù)據(jù)，在D/A轉(zhuǎn)換后經(jīng)過適當濾波產(chǎn)生所需中頻模擬信號。高速波形存儲、D/A轉(zhuǎn)換、時序控制邏輯是DDWS技術實現(xiàn)信號源的3個關鍵，與之對應的器件選擇和電路設計決定了信號源的主要性能指標。本文選擇的主要器件為XC5VLX50 T高速大容量FPGA和AD973614-Bit，1 200 MSPS DAC。

圖2 數(shù)字中頻電路硬件原理圖

由于采用了數(shù)字技術，先構成離散信號再由DAC變換成模擬信號輸出，因而噪聲和雜散是不可避免的。產(chǎn)生噪聲和雜散的主要因素是DAC的量化誤差以及階梯重構引起的鏡像殘余和孔徑效應［4］。DAC的量化誤差主要取決于量化位數(shù)和采樣率，假設量化位數(shù)為N，采樣率為L倍奈奎斯特采樣率，則可以近似認為量化引起的信噪比SNRdB與量化位數(shù)N、過采樣率L的關系為:SNRdB≈6.02N+1.76+10 lgL。顯然，增加量化位數(shù)和提高采樣率都有助于減小信號失真，但提高采樣率同時會帶來硬件實現(xiàn)上的困難，因此，折中考慮波形質(zhì)量及對硬件的要求，選取14位量化DAC和1倍奈奎斯特采樣是比較合適的。

DAC芯片采用雙沿數(shù)據(jù)傳送模式(DDR)，工作時鐘速率為1.2 GSPS。由于FPGA的工作頻率限制，其內(nèi)部的地址生成、系統(tǒng)控制和ROM的普通I/O無法以如此高的頻率輸出，因此，在FPGA的數(shù)據(jù)發(fā)送端采用并串轉(zhuǎn)換技術，通過OSERDES將內(nèi)部的6路200 MHz低速并行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化成1路1 200 MHz高速串行數(shù)據(jù)送入DAC數(shù)據(jù)接收端。中頻電路硬件原理如圖2所示。

由DAC階梯重構引起的鏡像殘余和孔徑效應將使得輸出信號的頻譜存在鏡像分量和包絡SINC函數(shù)調(diào)制。為了得到接近理想的LFM中頻信號，需要對送入DAC的數(shù)據(jù)進行反SINC函數(shù)預失真，并對輸出信號進行濾波。系統(tǒng)工作于奈奎斯特采樣方式，所以對濾波器的性能要求非常嚴苛。必須要滿足過渡帶衰減迅速、帶內(nèi)起伏小、帶外抑制大的性能要求，以保證系統(tǒng)的諧波雜散指標。50 MHz～550 MHz帶通濾波器被用于濾除DAC輸出信號的諧波與鏡像分量，中心頻率300 MHz、帶寬500 MHz、阻帶650 MHz處衰減超過40 dB。通過多次實驗最終采用11階切比雪夫濾波器，由于中心頻率較低，采用集總元件的貼片電感、電容構建濾波器，并用微帶線實現(xiàn)部分小電容，保證濾波器設計的精度。通過頻譜儀測量的幅度頻率特性曲線如圖3所示，中頻輸出信號頻譜如圖4所示。

圖3 50 MHz～550 MHz帶通濾波器幅度頻率圖

圖4 中頻LFM信號頻譜

2.2 射頻電路的設計與實現(xiàn)

2.2.1 混頻器電路設計

混頻器電路采用二極管雙平衡器芯片實現(xiàn)，其變頻損耗約為8 dB，配合2 GHz～2.5 GHz帶通濾波器濾除混頻器輸出信號的諧波與鏡像分量。2 GHz～2.5 GHz帶通濾波器用于濾除混頻器輸出信號的諧波與鏡像分量，中心頻率2.25 GHz，帶寬500 MHz，采用7階發(fā)夾型微帶濾波器，并加入四分之一波長開路線來抑制寄生通帶。由于濾波器的插入損耗和混頻器的變頻損耗，射頻鏈路中加入了20 dB增益放大器，保證倍頻器輸入信號有足夠的功率，經(jīng)混頻后系統(tǒng)輸出的信號頻譜如圖5所示。

圖5 混頻后系統(tǒng)輸出信號頻譜

2.2.2 倍頻器電路設計

倍頻器是一種用于產(chǎn)生輸入信號諧波分量的非線性電路［5］，采用倍頻器完成對LFM信號的帶寬擴展，設計輸入功率10 dBm、頻率2 GHz～2.5 GHz的信號，得到輸出功率0 dBm、頻率4 GHz～5 GHz的信號。采用ATF53189增強型場效應管設計倍頻電路，由場效應管倍頻器工作原理可知，當漏極電壓Vd一定時，通過調(diào)整柵極電壓Vg使得所需的諧波電流最大［6］。由于倍頻器電路對穩(wěn)定性、駐波比、帶內(nèi)幅度平坦度、倍頻損耗、非二次諧波抑制性能均有較高要求，為了得到較小的帶內(nèi)起伏，可以適當犧牲倍頻損耗等其他性能指標，以減小系統(tǒng)幅度失真補償?shù)碾y度。通過合理地設計直流偏置電路和輸入輸出匹配電路，得到滿足要求的2倍頻電路，通過頻譜儀測試其輸出幅度頻率特性曲線，如圖6所示。

圖6 2倍頻器輸出幅度頻率圖

2.3 幅相誤差的補償

由于整個系統(tǒng)涉及到濾波、混頻、放大等諸多環(huán)節(jié)，必然存在一定的幅相失真?？梢愿鶕?jù)測量得到的系統(tǒng)幅相失真，校正數(shù)字部分的波形，達到補償失真的目的。理想的LFM信號表達式為

式中:T為信號脈沖寬度;K為線性調(diào)頻率。根據(jù)線性調(diào)頻信號的時頻對應關系，在線性調(diào)頻信號的時帶積遠大于1時，其時域幅相誤差與頻域誤差成比例［7-8］，采用頻譜儀記錄幅度誤差，映射到時域補償失真的技術來完成幅度誤差補償。由式(2)可知，時域上脈沖的初始時刻t=0對應線性調(diào)頻信號起始頻率f0，時域上脈沖的結束時刻t=T對應線性調(diào)頻信號截止頻率f0+KT，所以頻域上的幅度失真和時域上的幅度失真有一一對應的關系。為了校正系統(tǒng)幅度誤差，可以采用以下步驟:(1)ROM中寫入未校正的LFM信號s(t)=rect( t/T)ej2π(f0t+Kt2/2)的數(shù)據(jù);(2)采用頻譜儀記錄系統(tǒng)輸出信號的帶內(nèi)幅度起伏M(f)，并導入計算機;(3)補償函數(shù)為A(f)=-M(f)-max(-M(f))，其線性插值得到對應的時域補償函數(shù)A(t);(4)將校正后信號s0(t)=A(t)·rect( t/T)ej2π(f0t+Kt2/2)的數(shù)據(jù)寫入 ROM，完成幅度誤差的補償。

3 系統(tǒng)測試與分析

采用微波信號源E8257D提供系統(tǒng)時鐘和本振信號，用頻譜儀E4440A測試各個模塊的輸出信號頻譜。中頻LFM信號經(jīng)過50 MHz～550 MHz抗混疊帶通濾波器輸出頻譜，如圖4所示。通過濾波，DAC的鏡像分量和諧波分量得到有效抑制。混頻后2 GHz～2.5 GHz射頻LFM信號未經(jīng)過系統(tǒng)幅度校正時的頻譜如圖7所示，帶內(nèi)起伏較大。經(jīng)過校正混頻輸出信號，頻帶內(nèi)起伏細節(jié)如圖8所示，帶內(nèi)起伏得到明顯改善。

圖7 未校正的混頻后系統(tǒng)輸出信號頻譜

圖8 經(jīng)校正的混頻輸出信號帶內(nèi)起伏

經(jīng)校正后最終輸出的信號頻譜如圖9所示，系統(tǒng)輸出信號的中心頻率和帶寬分別達到了4.5 GHz和1 GHz，帶外諧波和雜散抑制均低于-55 dB。但同信號質(zhì)量出現(xiàn)了劣化，主要表現(xiàn)為帶內(nèi)起伏和噪聲臺階。這主要是由于系統(tǒng)實現(xiàn)過程中引入了混頻、濾波、增益放大等諸多環(huán)節(jié)，勢必會造成紋波起伏、相位劣化等失真。雖然這些是不可避免的，但可以通過反復調(diào)整來減小其影響。

圖9 中心頻率4.5 GHz、帶寬1 GHz的LFM信號

4 結束語

本文研究了帶寬1 GHz線性調(diào)頻信號的產(chǎn)生方法和系統(tǒng)實現(xiàn)技術，詳細討論了系統(tǒng)的設計方案及其關鍵技術的解決途徑。測試結果表明，通過直接數(shù)字中頻和混頻/倍頻技術產(chǎn)生的LFM信號可獲得較高的技術性能指標，輸出信號帶寬達到1 GHz，帶外雜散優(yōu)于-55 dB，帶內(nèi)起伏小于±2 dB。該技術達到了系統(tǒng)的設計要求，為寬帶雷達線性調(diào)頻信號源的研發(fā)提供了一條有效的途徑。

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