丁德彬，楊依忠，張 章，解光軍

(合肥工業(yè)大學電子科學與應用物理學院，合肥230009)

在現(xiàn)代的消費市場中，以電池供電的便攜式電子設備如手機、便攜式電腦、PAD 等，已經(jīng)成為人們生活中不可或缺的一部分，隨著這些設備功能的增強，對電池功耗也相應增加，這就為電源管理芯片的設計和發(fā)展提出了更高的要求［1］。寬輸入的電壓范圍和高的轉換效率成為眾多電源管理芯片追求的目標。本論文基于這兩點的考慮，設計出一款能在電壓范圍從0.83 V 到輸出電壓的寬電壓范圍內(nèi)正常工作，輸出電壓最高到6V，在整個負載范圍內(nèi)效率不低于50%，最高達96%的電源管理芯片。

考慮DC/DC 開關變換器和電荷泵各自的優(yōu)勢，利用電荷泵工作電壓低的優(yōu)勢先將電壓升至DC/DC開關變換器的正常工作電壓后再由DC/DC 開關變換器升壓至所需電壓，達到低壓啟動并正常工作的目的。由于所設計的電荷泵啟動電路在Boost 變換器正常工作后不再工作，電荷泵的功率損耗只存在于芯片啟動過程中，所以整個芯片的轉換效率即為Boost 轉換器的效率。單純的Boost 型DC/DC 開關變換器系統(tǒng)轉換效率可用下式給出:［6］

其中，Iout是負載電流，Rpara是等效電阻，包括開關管電阻、電感和電容的電阻;f 是開關頻率，Cgate是開關管的柵端電容，PQ是芯片內(nèi)模塊固定功耗。從此式可以看出，要想得到較高的轉換效率，可以減小外圍器件的等效電阻、開關頻率、開關管的柵端電容和固定功耗。脈沖寬度調制(PWM)模式其結構簡單，輸出電壓紋波小，在重載時系統(tǒng)效率高，但在負載電流變小時，由于開關頻率較高，轉換效率大幅降低。在負載電流較小時選擇脈沖頻率調制(PFM)模式，可根據(jù)輸出電壓的變化選擇的跳過幾個周期，減少開關次數(shù)，實現(xiàn)了高效率的轉換。

1 芯片結構原理

圖1 所示為本文所提出的芯片內(nèi)部結構原理，主要包括低壓啟動模塊、低壓鎖定模塊、電壓比較選擇模塊、基準電壓、跨導放大器、PWM 比較器、振蕩器、斜坡補償模塊、PWM/PFM 模式選擇內(nèi)部邏輯、驅動級和功率管等構成。主要可概括為兩大部分，一是電荷泵低壓啟動部分，圖1 中上半部分(1)所示;二是Boost 升壓模塊部分，圖1 中下半部分(2)所示;具體工作過程和主要模塊的設計下文詳細說明。

圖1 芯片結構框圖

2 低壓啟動模塊

對于升壓式的DC/DC 變換器，由于系統(tǒng)中必須包含高于遠大于MOS 管閥值電壓的模塊而不能在低壓時正常工作，此芯片采用電荷泵升壓然后對芯片中其他需要高電壓的模塊供電，實現(xiàn)了電壓低至MOS 管閾值電壓時也能正常工作的電源芯片。電荷泵中只需要一個時鐘信號，這個時鐘信號可由環(huán)形振蕩器產(chǎn)生，它的最低工作電壓僅受CMOS 器件的最小閾值電壓限制，所以電荷泵的最低工作電壓只需略高于CMOS 器件的閾值電壓，為了實現(xiàn)最低電壓啟動，MOS 管的體和源極接在一起［7］。本文采用0.5 μm 工藝(VthN=0.643 V，VthP=0.775 V)設計流片測試可達到0.83 V 的啟動電壓。

典型的電荷泵由于在時鐘開關時需要較大的電容存儲電荷而不能集成，增加了外圍器件和輸出電壓紋波。為了將電荷泵電路集成在該芯片中又不增加外圍器件和面積，本文提出了一種電荷泵和Boost變換器混合工作的工作方式。工作原理如圖2 所示，當電源輸入電壓低于設定值2.2 V(典型值)時，低壓鎖定模塊輸出控制信號使S=0，同時關閉Boost升壓模塊，只有電荷泵、低壓鎖定和基準電壓模塊工作。P 泵的輸入電壓為電源電壓和輸出電壓經(jīng)過電壓選擇比較器比較之后得到的較大的電壓，再經(jīng)過電荷泵升壓之后驅動P 開關管;N 泵的輸入電壓為圖中LX 點的電壓。

圖2 低壓啟動模塊工作原理圖

在電源電壓較低啟動時開關S 位置在0，低壓啟動模塊工作，剛上電后LX 電壓等于電源電壓，N 泵逐漸輸出兩倍于LX 的電壓，使N 開關管導通，由于剛上電瞬間輸出電壓Vin＞Vout，P 泵輸入電壓為電源電壓，輸出兩倍于電源電壓，P 開關管關閉，電感儲存能量;然后LX 電壓掉到0V，N 泵輸入電源為0 V，N 開關管關閉，由于電感中的能量使LX 電壓升高使P 開關管導通，芯片輸出電容C 積累電荷。如此循環(huán)最終輸出電壓逐漸升高至2.2 V 后，低壓鎖定信號使開關S 在位置1，Boost 升壓模塊工作，低壓啟動模塊不再工作，輸出電壓作為Boost 升壓模塊的電源。

圖3 Vin=1 V 時電壓啟動仿真波形

電源電壓Vin=1 V 時低壓啟動仿真波形如圖3所示，其中Vout是芯片啟動過程中輸出電壓的變化，V 是經(jīng)選擇比較器選擇后的Boost 升壓模塊的供電電壓，LX、NG、PG 分別是圖2 中LX、NG、PG 點的電壓。

由于芯片中電荷泵只是驅動功率管的開關，芯片內(nèi)部電荷泵的升壓電容不用太大，一般pF 級即可［2］，為了節(jié)約芯片面積電荷泵的開關電阻比較大而且內(nèi)部電容較小，這就使得二倍電荷泵的輸出電壓并不能達到二倍輸入電壓的大小，但只要滿足P電荷泵升高后的電壓VPGC和P 開關管的閥值電壓Vth之和即(VPGC+Vth)大于2.2 V 低壓啟動模塊就可以啟動芯片并使芯片正常工作。由于電荷泵啟動過程中，輸出電壓升高是靠每個周期輸出電容電荷的積累，所以在電荷泵升壓過程中芯片帶載能力較弱。

3 Boost 升壓模塊

芯片Boost 升壓模塊是核心部分，如圖1 中(2)所示，工作原理為:電流檢測放大器檢測功率管中流過的電流，產(chǎn)生一個與之成正比的電流信號，再與斜坡電流信號相加，通過RS電阻生成電壓信號，誤差放大器放大采樣電阻從輸出端得到采樣電壓與芯片內(nèi)部的基準電壓之差得到電壓VC，與RS的鋸齒波信號比較產(chǎn)生PWM 控制脈沖，再經(jīng)過邏輯控制和驅動級電路控制開關管的開關;為了保證在低壓時芯片正常工作采用輸出端電壓為Boost 部分的模塊供電，作為電源。該芯片采用電流模式控制反饋環(huán)路，具有較高的線性調整率和較快的系統(tǒng)響應速度;同時為了克服PWM 控制在輕載情況下效率低的缺點在輕載時采用PFM 控制方式。

3.1 系統(tǒng)環(huán)路補償

為了得到較高的線性調整率Boost 升壓模塊電路采用電流型反饋控制方式，芯片采用內(nèi)部補償方式，誤差放大器采用一級運放，這樣，從反饋到輸出有2 個極點，而輸出極點依賴于輸出電阻變化。為了得到穩(wěn)定的動態(tài)響應，采用零極點補償?shù)咒N輸出極點，得到運算放大器的極點為主極點的補償方式，增加了單位增益帶寬，提高瞬態(tài)響應速度。圖4 是系統(tǒng)中反饋網(wǎng)絡的補償方式，從而得到整個系統(tǒng)的主極點和抵銷輸出極點［4］。

圖4 環(huán)路補償電路圖

誤差放大器補償環(huán)路的傳輸函數(shù)為:

其中，R0和gm分別是誤差放大器的輸出阻抗和輸入跨導。在峰值電流控制模式的PWM 中，采樣頻率足夠高，斜坡補償斜率不高的情況下，整個系統(tǒng)的環(huán)路增益可表示為:

其中RL是輸出負載C 為輸出電容，k 為電感電流的電樣比例，RS是將采樣的電流轉化為電壓以同VC比較的電阻。從上式可以看出系統(tǒng)存在兩個極點和一個零點，理想的補償環(huán)路是將輸出極點與補償?shù)牧泓c抵銷，即1/RZCC=1/RLC，補償后系統(tǒng)只在誤差放大器的輸出端存在一個極點，系統(tǒng)低頻增益為，因此誤差放大器采用單級高增益的套筒式放大器結構。補償后環(huán)路的主極點在ω=1/R0CC處，頻率大于主極點時，環(huán)路增益以-20 dB/℃下降，得到單位增益帶寬為:

當單位增益帶寬大于或接近芯片的開關頻率時誤差放大器將放大輸出電壓的紋波。合理的單位增益帶寬為芯片開關頻率的20%以內(nèi)。［9］

在本設計中，芯片開關頻率為1 MHz，在輸出電壓Vout=5 V 負載Iout=200 mA，參考電壓Vref=0.6 V，kRS=0.5，Cout=4.7 μF 時，取補償電阻RZ=750 kΩ，電容CC=20 pF，誤差放大器gm=5. 5 μ/Ω，使用Matlab 仿真得波特圖如圖5 所示，系統(tǒng)相位裕度為89°，單位增益帶寬為106rad/s 即160 kHz，低于20%的開關頻率。套筒式誤差放大器的較高輸出電阻R0使系統(tǒng)低頻環(huán)路增益不小于90 dB，保證了輸出電壓的精度。

圖5 補償后環(huán)路仿真得到的增益相位曲線

3.2 PFM 和PWM 雙模式控制

由于芯片啟動模塊只在啟動過程起作用，輸出電壓高于2.2 V 后，芯片功耗只存在于DC/DC 升壓模塊，由式(1)可知，可以使芯片在較小負載電流時減少開關次數(shù)提高效率，采用輕負載時PFM 模式，重負載PWM 模式的混合調制方式可以保證芯片在整個負載范圍內(nèi)都具有較高的轉換效率。但是由于Boost 轉換芯片直接檢測輸出電流控制方法復雜，由公式可

以通過控制輸入電流的值選擇調制模式。此芯片采用最小輸入電流法，即控制N 開關管開通時輸入到電感的電流最小值，對電感充電儲能，當負載電流較小時，每個開關周期釋放的能量小于電感儲存能量時，輸出電壓增高，F(xiàn)B 的電壓高于基準電壓，Qc電壓降低，當?shù)陀阡忼X波電壓時通過PWM 比較器Qa=1，此時控制邏輯使開關管保持關斷，釋放輸出電容的電荷輸出電壓降低，F(xiàn)B 的電壓低于基準電壓，Qa=0，開關開關管通過最小電流充電，使輸出電壓增高，完成PFM 調制的一個循環(huán)。通過控制PFM/PWM 邏輯實現(xiàn)兩種調制模式切換。

3.2.1 最小輸入電流模塊

如圖6 所示為最小輸入電流檢測模塊，當輸出電流確定時，由式(2)得N 開關管導通時流過N 開關管的電流Iin，開關管和M4都工作在深線性區(qū)，為減小外界環(huán)境變化對控制的最小電流影響，M4與N開關管的單個MOS 管有相同尺寸，開關管導通時和M4都工作在深線性區(qū)，M4的電阻可用下式得出:［6］

圖6 最小輸入電流控制模塊電路圖

得A 點的電壓為VA=(n+1)I1RM4，設M4和N 開關管的個數(shù)比為1:m，則N 開關管的阻值為RM4/m，N開關管導通時當流入電流為INSW的電壓為VSW=IN(RM4/m)，若VSW＜VA，即IN小于設定值時，則I3＜I4，由R1=R2，從而V3＞V4通過比較器比較兩個電壓輸出Imin=1，然后芯片通過邏輯控制使N 開關管繼續(xù)保證開，P 開關管關，對電感充電直到電感電流大于IN，這樣充電能量大于放電能量，使輸出電壓升高，然后通過邏輯關閉N 開關管同時開啟P 開關管，直到反饋電壓低于一定值，工作在PFM 調制模式下，減少開關次數(shù)。

3.2.2 PFM/PWM 控制邏輯

在重載情況下，充電電流也相應較大，如果充電電流的最大值大于設定的IMIN最小值，那么邏輯信號IMIN=0，系統(tǒng)采用PWM 調制模式。在輕載情況下，充電平均電流相應減小，當充電最大電流小于設定值I1時，邏輯信號IMIN=1，R=0，VGATE=1，保持N開關管開啟，P 開關管關閉，繼續(xù)對電感充電，直到充電電流達到設定的IMIN值后IMIN=0，R=1，VGATE=0，關閉N 開關管開啟P 開關管，電感放電。由于信號IMIN的作用，在單個周期內(nèi)充電能量大于放電能量，使輸出電壓升高，反饋電壓高于基準電壓，誤差放大信號Qc降低，經(jīng)比較器比較后Qa=1，D 觸發(fā)器輸出為0，R 為時鐘信號，VGATE信號輸出低電平，關閉N 開關管開啟P 開關管，釋放掉輸出電容的能量，開關管的開關就會跳過一些周期，直到反饋電壓低于基準電壓。邏輯控制如圖7 所示。

圖7 PFM/PWM 控制邏輯

這種由邏輯信號控制選擇調制模式的方法，可以保證兩種調制方式無間隙切換，達到很好瞬態(tài)響應。

4 測試結果和討論

該芯片采用SMIC 0.5 μm CMOS 工藝設計并流片測試，最低可達到0.83 V 的正常啟動并工作電壓，輸出最大電壓6 V，在0.83 V 時啟動波形如圖8所示。

但是由于開關管的限制，設計出的芯片在不同的電壓下的帶載能力如圖所示?？梢钥闯?，在工作電壓0.83 V 時，芯片的帶載能力幾乎為0，隨著電源電壓的增加，帶載能力相應增強。

圖8 Vin=0.83 V 時起動波形

圖9 測試芯片在不同電壓下的帶載能力

圖10和圖11 分別給出了測試得到的穩(wěn)定狀態(tài)下的PWM 和PFM 運行的波形。測試時輸入電壓為1.2 V，電感為4.7 μF，輸出電壓3.3 V，從圖10 中可以看到PWM 模式下，開關頻率固定為1 MHz 左右，圖11 為輸出電流為5 mA 時工作在PFM 模式下，與圖10 對比可知開關頻率減小，增加轉換效率。圖12 為負載電流從100 mA 到1 mA 再到100 mA跳變時系統(tǒng)的瞬態(tài)響應曲線，可以看出芯片具有較好的瞬態(tài)響應速度，兩種模式之間可自動切換。圖13 是測試得到的在不同輸入電壓下的轉換效率相對于輸出電流的曲線，在輸入電壓2.4 V，輸出電壓為3.3 V 時，芯片最大轉換效率達到96%，輸入電壓1.2 V 時電荷泵啟動的最大轉換效率達87%，測試輸入電壓1.2 V、1.8 V、2.4 V，輸出電壓3.3 V 時在所有負載范圍內(nèi)轉換效率都不低于55%。

圖10 測試得到的PWM 模式下的運形波形

圖11 測試得到的PFM 模式下的運行波形

圖12 測到的負載瞬態(tài)響應

圖13 在不同電壓下芯片效率

5 總結

本文提出了一種基于電荷泵的低壓啟動并正常工作的高效率Boost 型DC/DC 轉換器，重點介紹了芯片啟動、系統(tǒng)穩(wěn)定性補償、高效率實現(xiàn)的方法。啟動模塊利用電荷泵能在較低電壓下工作，通過開關開關管實現(xiàn)升高輸出電壓，然后輸出電壓對芯片供電當達到Boost 模塊正常工作電壓后由Boost 模塊工作的方式，解決了芯片低壓輸入時電路無法正常工作的問題，也克服了電荷泵工作過程中紋波大的缺點。同時，為了達到較高的轉換效率，Boost 升壓模塊采用PFM 和PWM 混合調制的模式，由邏輯控制實現(xiàn)了自動切換，在芯片所有工作電壓的負載范圍內(nèi)均實現(xiàn)了很高的轉換效率。通過合理的系統(tǒng)環(huán)路補償達到了良好負載調整率。此芯片已應用于干電池供電的Boost 型DC/DC 系統(tǒng)中。

［1］ 李軍，張章，楊依忠，等.峰值電流模式非理想Boost 變換器建模［J］.電子器件，2012，35(2):184-189.

［2］ Abdelaziz S，Emira A，Radwan G，et al. A Low Start up Voltage Charge Pump for Thermoelectric Energy Savenging［C］//ISIE，2011 IEEE International Symposium on，2011:71-75.

［3］ Cheung Fai Lee，Mok P K T. A Monolithic Current-Mode CMOS DC-DC Converter with on-Chip Current-Sensing Technique［J］.IEEE J Solid-State Circuits，2004，39(1):3-14.

［4］ Du Mengmeng，Lee Hoi，Liu Jin. A 5 MHz 91% Peak-Power-Efficiency Buck Regulator with Auto-Selectable Peak and Valley-Current Control［J］. IEEE J Solid-State Circuits，2011，46(8):1928-1939.

［5］ 沈勇，解光軍，程心.CCM 模式Boost 開關變換器的非線性建模與仿真［J］.電子器件，2010，33(1):90-93.

［6］ 程心.非理想DC/DC 開關變換器的建模分析與仿真［D］. 合肥工業(yè)大學:2009.

［7］ Chen P，Ishida K，Ikeuchi K，et al. A 95 mV-Start up Step-up Converter with Vth-Tuned Oscillator by Fixed-Charge Programming and Capacitor Pass-on Scheme［C］//IEEE ISSCC Dig Tech，2011:216-218.

［8］ Wang-Rone Liou，Mei-Ling Yeh. A High Efficiency Dual-Mode Buck Converter IC For Portable Applications［J］. IEEE Trans Power Electron Lett，2008，23(2):667-677.

［9］ 朱麗芳.PWM/PSM 雙模式高壓直流電壓轉換器［D］. 浙江大學:2010.