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        Boost PFC變換器快時標分岔的控制方法

        2013-10-19 03:12:30鄭連清魯思男
        電力自動化設備 2013年10期
        關鍵詞:頻閃功率因數(shù)滑模

        鄭連清,魯思男

        (1.重慶大學 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術國家重點實驗室,重慶 400044;2.重慶市電力公司,重慶 400039)

        0 引言

        由于開關器件自身的特性和反饋控制環(huán)節(jié)的引入,Boost功率因數(shù)校正(PFC)變換器成為一種強非線性系統(tǒng)[1]。近年來,國內(nèi)外學者采用非線性動力學對Boost PFC變換器進行了研究并取得了一些成果[1-6]。已有的研究發(fā)現(xiàn)隨著PFC變換器中某些參數(shù)的變化,系統(tǒng)會產(chǎn)生快時標(fast-scale)下的不穩(wěn)定現(xiàn)象,即在開關頻率附近發(fā)生分岔,這些分岔現(xiàn)象的存在會嚴重影響PFC變換器的工作性能。斜坡補償法是最常用的方法,但其應用存在經(jīng)驗設計行為,若補償強度設計不當,便會導致過度補償現(xiàn)象的發(fā)生,使變換器的功率因數(shù)值急劇下降。利用參數(shù)微擾法設計的斜坡補償強度[7-9],由變換器中的主要參數(shù)(輸出電壓、開關周期和電感值)決定,不僅避免了過度補償,而且在控制快時標分岔的同時維持了較高的功率因數(shù)值,不過此方法仍然存在一些不足之處。

        隨著功率變換器控制技術的快速發(fā)展,利用智能控制技術來完成變換器的分岔控制成為可能,本文借鑒近幾年來國內(nèi)外滑??刂频难芯砍晒鸞10-13],采用雙積分滑模對其分岔現(xiàn)象進行控制。仿真結果表明,雙積分滑模法很好地彌補了參數(shù)微擾法在快時標分岔控制中的不足,得到了更好的控制效果。此外,雙積分滑??刂仆ㄟ^增加控制器的階數(shù)改善了系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差,并降低了滑??刂浦械亩墩瘳F(xiàn)象,同時獲得了更高的功率因數(shù)值。

        1 頻閃映射建模及分岔現(xiàn)象

        圖1 峰值電流型Boost PFC變換器電路圖Fig.1 Circuit of Boost PFC converter in peak-current control mode

        圖1為峰值電流型Boost PFC變換器的電路。圖中,uin為輸入的工頻電壓,us為整流后的電壓,iL為電感電流,uC為電容兩端的電壓,uo為輸出電壓,Uref為參考電壓,iref為參考電流,k1、k2為控制增益參數(shù)。

        該變換器工作在連續(xù)模式,在第n個開關周期內(nèi),輸入電壓 usn為:。其中,Um為輸入電壓的峰值,ω=100π,T為開關周期。由于開關頻率遠遠大于電源頻率,可以近似認為一個開關周期內(nèi)輸入電壓不變,記,p∈[0,1] 。

        定義狀態(tài)向量 x=[iLuC]T=[x1x2]T,則有:

        開關條件所對應的切換平面為:

        頻閃映射的示意圖如圖2所示,設xn為初始狀態(tài),在 tdn時刻到達切換面 h(x,t)=0,此時占空比為 dn。

        圖2 頻閃映射示意圖Fig.2 Schematic diagram of stroboscopic mapping

        當 nT<t≤tdn時,有:

        當 tdn<t≤(n+1)T 時,有:

        其中,φi(τ)=exp(Aiτ);i=1,2。

        聯(lián)立式(1)和式(2)可解出xn和xn+1的數(shù)學關系:

        再加上切換面滿足的條件:

        就得到了Boost PFC變換器的離散迭代映射模型。

        圖3(a)為電感電流在 t∈[0.05,0.06] s內(nèi)的頻閃采樣波形,圖3(b)為輸入電壓和電感電流的相軌跡。對比觀察兩圖可以看到,隨著輸入電壓的增大,電感電流從混沌態(tài)變?yōu)槎芷趹B(tài),在0.0528 s處進入單周期態(tài),然后在0.0578 s處再次進入二周期態(tài),最后發(fā)生邊界碰撞分岔以非光滑的方式直接變?yōu)榛煦鐟B(tài)。

        圖3 電感電流的分岔現(xiàn)象Fig.3 Bifurcation of inductor current

        降低輸入電壓,給出此時的電感電流頻閃采樣圖,如圖4所示。在整個1/2個工頻周期內(nèi)電感電流都處于快時標不穩(wěn)定狀態(tài),THD值明顯增大。

        圖4 降低輸入電壓后電感電流的分岔現(xiàn)象Fig.4 Bifurcation of inductor current when uindecreases

        2 參數(shù)微擾控制

        選取變換器的參考電流iref為補償信號,其斜坡補償?shù)脑砣鐖D5所示。

        圖5 斜坡補償原理圖Fig.5 Principle of ramp compensation

        在一個開關周期內(nèi),即從t=nT到t=(n+1)T,開關導通,電感電流上升,直到等于i*ref,開關斷開,電感電流下降,令in和in+1分別為t=nT和t=(n+1)T時刻的電感電流,可以得到in和in+1的表達式:

        將上式分解、整理合并,并保留其中一階微擾量得:

        其中,θ=ω′t,θ′∈[0,π] 。由式(4)可以得到微擾量Δin+1與Δin之間的迭代關系:

        很明顯地可以看到特征根為:

        由非線性動力學理論可知,當λ位于復平面的單位圓時,變換器處于穩(wěn)態(tài),當λ沿著負實軸方向穿越單位圓時,便會發(fā)生倍周期分岔,所以λ=-1是倍周期分岔的臨界值,此外,輸入、輸出電壓滿足關系式,把這2個關系式同時代入式(5)中可以得到:

        為了讓變換器在這個工頻周期內(nèi)都保持穩(wěn)態(tài)運行,令臨界狀態(tài)下的相角等于0,式(7)可以化簡為:

        斜坡補償信號的幅值為:

        經(jīng)計算得出補償信號的幅值A=1.124。

        3 雙積分滑??刂?/h2>

        3.1 控制器的設計

        雙積分滑??刂频腂oost PFC變換器原理如圖6所示。

        圖6 雙積分滑??刂频腂oost PFC變換器電路圖Fig.6 Circuit of Boost PFC converter with double integral sliding mode control

        此控制器采用電流誤差x1、電流誤差的積分x2和其雙重積分x3作為變量。狀態(tài)變量定義如下:

        令控制信號u為1或0,u=1表示開關導通,u=0表示開關斷開?;C娑x為:

        其中,a、b、c是滑模系數(shù)。S的一階導數(shù)為:

        等效控制[14]中,用一個連續(xù)信號來代替離散信號,其中。

        把式(8)代入式(9)中可得:

        解式(10)可得:

        由李雅普諾夫穩(wěn)定性分析確定滑動模態(tài)存在條件。定義李雅普諾夫函數(shù)為,要使系統(tǒng)運行在滑動模態(tài),必須滿足:。

        合并式(12)和式(13),可以得到:

        上式即為系統(tǒng)滑動模態(tài)存在的條件。

        3.2 滑模系數(shù)的選擇

        把式(11)變形為:

        再把式(14)轉化為頻域表示:

        圖7給出了式(13)的傳遞函數(shù)框圖。

        圖7 雙積分滑??刂频碾娏鳝h(huán)框圖Fig.7 Block diagram of current loop under double integral sliding mode control

        選取52°的相角裕度設計補償環(huán)節(jié),利用MATLAB繪出其伯德圖(圖8所示),同時考慮滑動模態(tài)的存在條件,最后確定 α=2×105,β=4×108。

        圖8 雙積分滑模控制的電流環(huán)伯德圖Fig.8 Bode diagram of current loop under double integral sliding mode control

        4 仿真結果比較

        采用參數(shù)微擾控制時,Boost PFC變換器的電感電流波形、輸入電壓和電感電流的相軌跡見圖9。

        觀察圖9(a)可以看到,在整個1/2個工頻周期內(nèi)電感電流都沒有出現(xiàn)分岔現(xiàn)象,但在0.05 s和0.06 s附近出現(xiàn)了過零死區(qū)。從圖9(b)中明顯地觀察到電感電流的中心偏移現(xiàn)象,即一個電感電流值對應了2個輸入電壓值。若補償后的電感電流為標準的正弦形,會以0.055 s為中心線左右完全對稱,即出現(xiàn)一個電感電流值對應一個輸入電壓值的線性關系。過零死區(qū)和中心偏移現(xiàn)象都影響了補償效果,此時的THD值為15%。

        圖9 參數(shù)微擾控制的效果Fig.9 Performance of small parametric perturbation control

        降低輸入電壓后,補償效果如圖10所示。過零死區(qū)和中心偏移現(xiàn)象仍然存在,而且電感電流也隨著輸入電壓的降低而降低。

        采用雙積分滑??刂茣r,控制效果如圖11所示。此時的電感電流在整個1/2個工頻周期內(nèi)沒有分岔現(xiàn)象,也沒有出現(xiàn)過零死區(qū)和中心偏移現(xiàn)象。經(jīng)過FFT分析,THD值為0.6%。

        降低輸入電壓,圖12中給出了仿真結果。從圖12中看到,即使降低輸入電壓,電感電流仍然沒有降低,控制性能較好。

        表1對參數(shù)微擾法和雙積分滑模法的性能進行了對比。表中,功率因數(shù)值為位移因數(shù)。

        圖11 雙積分滑??刂频男Ч鸉ig.11 Performance of double integralsliding mode control

        圖12 降低輸入電壓后雙積分滑??刂频男Ч鸉ig.12 Performance of double integral sliding mode control when uindecreases

        表1 2種控制方法的性能對比Tab.1 Peformance comparison of two control methods

        5 結論

        本文基于頻閃映射法建立了峰值電流型Boost PFC變換器離散迭代映射,利用頻閃采樣和相軌跡圖分析了隨著輸入電壓的減小,系統(tǒng)發(fā)生倍周期分岔,最后進入混沌態(tài)。然后采用參數(shù)微擾法和雙積分滑模法對Boost PFC變換器進行了分岔控制。仿真結果表明,參數(shù)微擾法雖然有效地避免了變換器快時標分岔現(xiàn)象并提供了一般性的斜坡補償強度計算公式,但存在過零死區(qū)和中心偏移;雙積分滑模法在不同參數(shù)條件下有效避免分岔現(xiàn)象的同時,彌補了參數(shù)微擾法在分岔控制中的不足之處,并使Boost PFC變換器獲得了0.99的高功率因數(shù)值。雙積分滑??刂品ㄔ诜植砜刂浦芯哂幸韵绿攸c:

        a.不需要改變系統(tǒng)參數(shù)或施加外部擾動;

        b.使Boost PFC變換器獲得較高的功率因數(shù)值;

        c.具有很強的魯棒性。

        該方法的諸多特點,保證了Boost PFC變換器在不同參數(shù)條件下運行的穩(wěn)定性和可靠性。

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