劉鴻飛，潘永雄，牛春遠(yuǎn)

（廣東工業(yè)大學(xué) 物理與光電工程學(xué)院，廣東 廣州 510006）

高亮度發(fā)光二極管（Light Emitting Diode，LED）以節(jié)能、環(huán)保、高效、壽命長等諸多優(yōu)點(diǎn)，受到人們的青睞，將成為新一代綠色照明電源。隨著高亮度LED照明技術(shù)的不斷成熟與不斷創(chuàng)新，它被廣泛的應(yīng)用于各個(gè)領(lǐng)域[1]。LED芯片是一種能夠?qū)㈦娔苻D(zhuǎn)化為可見光的固態(tài)半導(dǎo)體電流控制型器件，隨著使用過程中LED芯片的溫度升高，其正向?qū)妷簳?huì)增大，工作電流會(huì)發(fā)生變化。所以，電流是影響其發(fā)光性能的關(guān)鍵因素，為了使其工作性能最佳，必須保證驅(qū)動(dòng)電源的工作電流恒定。

為了保證LED高效節(jié)能、高可靠的優(yōu)勢，針對(duì)不同的應(yīng)用場合和功率要求，需要選擇合適的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，使LED驅(qū)動(dòng)電源具有高效率、高可靠性、高功率因數(shù)、低成本等優(yōu)點(diǎn)。對(duì)于中小功率LED驅(qū)動(dòng)電源而言，一般選用結(jié)構(gòu)簡單，成本低的反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。為了滿足節(jié)能環(huán)保的要求和美國能源部（DOE）“能源之星”關(guān)于固態(tài)照明（SSL）標(biāo)準(zhǔn)，選用有源功率因數(shù)校正控制器TDA4863，設(shè)計(jì)了一款高功率因數(shù)高效率的反激式LED驅(qū)動(dòng)電源。

1 單級(jí)PFC反激電路的分析與優(yōu)化

1.1 TDA4863芯片功能簡介

TDA4863是英飛凌科技公司繼TDA4862之后推出的一款性能改進(jìn)的峰值電流型控制的功率因數(shù)校正控制器，工作于臨界模式。與傳統(tǒng)的開關(guān)電源脈沖寬度調(diào)制（PWM）控制IC工作于連續(xù)模式或斷續(xù)模式的不同之處是，臨界模式工作于變頻模式，在輸入電壓和輸入電流變化時(shí)，通過快速的調(diào)節(jié)工作頻率使輸出達(dá)到穩(wěn)定。TDA4863芯片具有極低的啟動(dòng)電流，可降低芯片功耗；內(nèi)部參考電壓25℃時(shí)誤差率在1%以內(nèi)；在內(nèi)部高線性乘法器中嵌入了交流輸入總諧波失真（THD）最優(yōu)化電路，能在寬范圍的交流輸入電壓和一個(gè)大的負(fù)載范圍內(nèi)提供非常低的總諧波失真及高次諧波成分，進(jìn)一步有效的控制交流輸入電流的交越失真和誤差放大器的輸出紋波失真，從而提高功率因數(shù)和非常低的THD。此芯片通常應(yīng)用于前級(jí)AC/DC功率因數(shù)校正電路，而本文將該芯片應(yīng)用于了單級(jí)PFC反激電路，使電路簡化，降低成本，提升效率。TDA4863的內(nèi)部功能框圖如圖1所示[2]。

1.2 單級(jí)PFC的工作原理與功率因數(shù)的優(yōu)化

基于TDA4863單級(jí)PFC反激變換器的原理框圖如圖2所示。主要包括浪涌抑制電路、EMI濾波及整流電路、主電路、控制電路、反饋取樣電路和輸出濾波電路。通過該原理框圖來分析單級(jí)PFC的基本工作原理，并對(duì)功率因數(shù)進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。

圖1 TDA4863內(nèi)部框圖Fig.1 TDA4863 internal bolck diagram

圖2 基于TDA4863單級(jí)PFC原理框圖Fig.2 Based on the TDA4863 single-stage PFC principle block diagram

1.2.1 單級(jí)PFC反激變換器的工作原理

結(jié)合圖1和圖2分析單級(jí)PFC反激變換器的工作原理[3]，輸入交流電壓經(jīng)過浪涌保護(hù)、EMI濾波電路，再經(jīng)過整流電路之后，得到半正弦信號(hào)電壓Vm（t）

通過電阻 R6、R7、R8分壓送至 TDA4863MULTIN 腳，作為內(nèi)部模擬乘法器的一輸入信號(hào)VM1

輸出電壓的采樣信號(hào)通過光耦反饋至IC內(nèi)部的電壓誤差放大器的反向輸入端，與基準(zhǔn)電壓進(jìn)行VREF比較放大得到模擬乘法器的另一輸入信號(hào)VM2。乘法器要在很寬的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)具有很好的線性轉(zhuǎn)移特性，與它的兩個(gè)輸入電壓的乘積成正比，即

式中，K表示乘法器的增益，是一個(gè)常數(shù)，單位為1/V；VM1表示MULTIN腳電壓；VM2表示內(nèi)部誤差放大器的輸出電壓；VMO表示乘法器的輸出電壓。

反映電感電流的信號(hào)則由外接MOS管的源級(jí)電阻R3引出，送至電流檢測ISENSE腳，與內(nèi)部電流檢測比較器的反相端相連，乘法器的輸出VMO則接比較器的同相端，作為比較器的基準(zhǔn)電壓。當(dāng)電流檢測比較器反相端的信號(hào)幅值超過同相端時(shí)，則RS觸發(fā)器復(fù)位，關(guān)斷MOS管，使初級(jí)繞組的電流為零，關(guān)閉后能量從次級(jí)繞組輸出，次級(jí)電流逐漸下降。當(dāng)通過零電流檢測電阻的電流降低到零時(shí)，則RS觸發(fā)器會(huì)輸出高電平，開通MOS管，初級(jí)繞組電流開始上升，初級(jí)繞組的電流波形和次級(jí)繞組的電路波形如圖5所示[4]。通過反復(fù)的開關(guān)過程，就可以確保原邊電流會(huì)隨著輸入電壓的變化而變化，得到與輸入電壓相位相同的輸入電流，實(shí)現(xiàn)PFC功能。

圖3 初次級(jí)電流波形Fig.3 Primary and secondary current waveform

1.2.2 功率因數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)

為了使電源功率因數(shù)更高，需要對(duì)電源功率因數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，來滿足市場客戶的需求。在對(duì)電源進(jìn)行其優(yōu)化時(shí)，需要對(duì)整機(jī)的效率，EMI和功率因數(shù)等做折中選擇，使其電源的性能達(dá)到最佳。通常功率因數(shù)優(yōu)化的可以從輸入電容的選取，輸出電容的選取，輸出反饋環(huán)路的設(shè)計(jì)和變壓器的設(shè)計(jì)等方面來考慮。

輸入電容包括EMI濾波電容和輸入電容C3，通常對(duì)于一款規(guī)格參數(shù)確定的電源，輸入電容容值小，PF值就越高。但是，電容的取值不能太小，否則電源將會(huì)產(chǎn)生干擾或者噪音；同時(shí)，還要考慮EMI，電容C3容值需合理選擇。對(duì)于單級(jí)PFC反激式電源，輸出紋波是兩倍于工頻的電壓紋波，輸出電壓的紋波大小通過電壓反饋回路影響電源的PF值。通常輸出電壓紋波越小越好，就需要較大的輸出電容，而在設(shè)計(jì)過程中，需要考慮到體積，成本，壽命等因素，電容的選取受到了限制。由式（3）可以看到VM2參與了PFC的控制，VM2電壓信號(hào)，包含的輸出電壓成分越少越好，條件是反饋環(huán)路的增益不能太大，在不影響系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)的情況下，盡量減小環(huán)路增益。變壓器的設(shè)計(jì)與繞制需要考慮初級(jí)漏感，繞法，匝比等因素，來優(yōu)化PF值，提高效率以及改善EMI。

2 電源效率的分析與優(yōu)化

高效率是LED驅(qū)動(dòng)電源低溫升、長壽命、高可靠的基礎(chǔ)和保證。單級(jí)PFC反激式LED電源主要的損耗是變壓器損耗、開關(guān)管損耗和次級(jí)整流管損耗。為了實(shí)現(xiàn)高效率，需要對(duì)電源主要損耗部分進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。

2.1 變壓器的損耗分析

變壓器的損耗，不僅影響整個(gè)產(chǎn)品的效率，性能以及外圍器件的發(fā)熱，而且會(huì)使變壓器自身溫升高，絕緣材料易老化，磁芯磁導(dǎo)率改變等。反激變壓器的損耗主要包括線圈損耗、磁芯損耗和漏感損耗。在設(shè)計(jì)變壓器時(shí)，要是能量損耗最小，可以選擇不同磁芯材料，調(diào)整線圈繞組的匝數(shù)，盡可能使線圈損耗等于磁芯損耗，初級(jí)繞組的線圈損耗與次級(jí)繞組的線圈損耗相等。對(duì)于變壓器的設(shè)計(jì)，漏感也是不可忽視的因素。所謂漏感，就是未耦合到次級(jí)的電感。當(dāng)開關(guān)關(guān)斷時(shí)，漏感能量無傳遞通路，所以它就以高壓尖峰的形式表現(xiàn)出來。漏感不僅影響效率，若不盡量吸收此漏感能量，則將引起很大的電壓尖峰，導(dǎo)致開關(guān)管損壞。從電源的成本，開關(guān)管的應(yīng)力，效率等方面考慮，普遍采用RCD鉗位電路（如圖2所示）吸收開關(guān)瞬間的漏感尖峰。為了減少漏感，一般采用三明治繞法，三明治繞法的好處主要是增加初次級(jí)的耦合面積，降低漏感，從而可以降低MOSFET關(guān)斷時(shí)的漏感尖峰電壓，降低MOSFET的電壓應(yīng)力，提升效率[5]。

2.2 開關(guān)管的損耗分析

開關(guān)管的損耗主要包括導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。導(dǎo)通損耗就是開關(guān)管處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)，損耗的功率。其值為：

其中，I表示開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)流過電流的有效值；RDS-ON表示25℃時(shí)的MOS管的通態(tài)電阻。

導(dǎo)通電阻和溫度有關(guān)，溫度升高時(shí)，導(dǎo)通電阻變大，開關(guān)管溫度升高。從式（4）可以看出，可以選擇導(dǎo)通電阻低的MOS管或者采用COOLMOS替代常規(guī)MOS管來降低損耗。

開關(guān)損耗包括開通損耗和關(guān)斷損耗，而對(duì)于單級(jí)PFC反激電源，開關(guān)管零電流導(dǎo)通（ZCS），所以開通損耗很小，主要是關(guān)斷損耗。關(guān)斷損耗是MOS管開通關(guān)斷過程中由于開關(guān)管兩端電壓變化與流過的電流變化交叉產(chǎn)生的損耗，通常采用軟開關(guān)技術(shù)，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管軟關(guān)斷，減小電壓電流疊加區(qū)域，提高效率。由于開關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正比，實(shí)驗(yàn)測試表明在開關(guān)頻率在幾十kHz以下時(shí)，開關(guān)損耗小于導(dǎo)通損耗，隨著頻率的提高，開關(guān)損耗會(huì)迅速增大，在100 kHz以上，開關(guān)損耗會(huì)超過導(dǎo)通損耗。實(shí)驗(yàn)采用的是TDA4863，將其開關(guān)頻率設(shè)定在100 kHz以下，以降低損耗。同時(shí)，還要考慮開關(guān)管內(nèi)部寄生二極管的反向恢復(fù)損耗，一般應(yīng)選擇體二極管的反向恢復(fù)電荷小的開關(guān)管[6]。

2.3 次級(jí)整流管的損耗分析

次級(jí)整流管的損耗主要包括正向?qū)〒p耗、反向漏電流損耗及恢復(fù)損耗。其中導(dǎo)通損耗可以表示為：

其中，VF表示整流管的導(dǎo)通時(shí)的正向壓降；ID-AVG表示整流管導(dǎo)通時(shí)流過電流的平均值。

一般次級(jí)整流管在滿足輸出電壓和電流應(yīng)力的同時(shí)，應(yīng)選擇反向恢復(fù)時(shí)間短和漏電流小的快恢復(fù)二極管。而對(duì)于低壓大電流輸出的電源，為了降低導(dǎo)通損耗，通常選擇導(dǎo)通壓降小的肖特基二極管或者采用同步整流技術(shù)。對(duì)電源的成本和電路的復(fù)雜程度考慮，本實(shí)驗(yàn)選擇正向壓降小的肖特基二極管。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

采用以上的設(shè)計(jì)和優(yōu)化方法，制作一款額定功率為36 W實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。主要的設(shè)計(jì)指標(biāo)如下，

輸入電壓：90～264 V；輸出電壓：10～26 V；輸出電流為1.4 A，精度±3%；可驅(qū)動(dòng)16顆大功率LED組成2并8串LED陣列 （單顆LED的工作電壓范圍為2.8～3.2 V，電流為700 mA）。效率可高達(dá)90%，功率因數(shù)大于0.95，THD≤15%；同時(shí)傳導(dǎo)EMI符合CISPR—22B。

圖4為電源在滿載 （230，60 Hz）條件下傳導(dǎo)干擾測試圖。由圖可以看到，傳導(dǎo)干擾滿足CISPR—22B標(biāo)準(zhǔn)的要求[7]。

圖4 傳導(dǎo)干擾測試圖Fig.4 Conducted interference test chart

圖5為交流220 V輸入時(shí)，輸入電壓Vin與輸入電流Iin的波形圖。從圖中可以看出，輸入電流波形很好的跟蹤輸入電壓波形，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正，實(shí)驗(yàn)測試PF值為0.975。

圖5 輸入電壓與輸入電流的波形圖Fig.5 Waveforms of input voltage and current

表1是不同輸入電壓的條件下，所測試的功率因數(shù)和效率。從表中可以看出，電源在寬范圍輸入電壓下工作時(shí)，電源的效率基本恒定，效率最高可達(dá)90%。隨著輸入電壓的升高，功率因數(shù)在降低，與理論分析結(jié)果一致。在寬范圍輸入電壓下，功率因數(shù)均大于0.95，從而實(shí)現(xiàn)了高功率因數(shù)，高效率。

表1 不同輸入電壓下的功率因數(shù)和效率Tab.1 Power factor and efficiency under different input voltage

4 結(jié) 論

文中闡述了單級(jí)PFC反激電源的基本原理，對(duì)電源的功率因數(shù)和效率進(jìn)行分析，并提出了優(yōu)化設(shè)計(jì)方法。通過實(shí)驗(yàn)樣機(jī)測試數(shù)據(jù)表明，該電源具有高效率，高功率因數(shù)，恒流精度高等特點(diǎn)；同時(shí)，傳導(dǎo)干擾滿足CISPR—22B標(biāo)準(zhǔn)。

[1]毛興武，張艷雯，周建軍，等.新一代綠色光源LED及其應(yīng)用技術(shù)[M].北京：人民郵電出版社，2008.

[2]Infineon Technologies.Power-Factor Controller（PFC） IC for High Power Factor and Low THD.[EB/OL].[2005-02-22].http://www.infineon.com/dgdl/tda4863-2_v2-1.pdf.

[3]Infineon Technologies.TDA 4863-Technical Description AN-PFC-TDA 4863-1.[EB/OL].[2003-10-29].http://www.infineon.com/dgdl/AN_TDA4863G-2_Supplement.pdf.

[4]沈霞，王洪誠，蔣林，等.基于反激變換器的高功率因數(shù)LED驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)[J].電力自動(dòng)化設(shè)備，2011，31（6）：140-143.

SHEN Xia，WANG Hong-cheng，JIANG Lin，et al.Design of high-power-factor LED driver power supply based on flyback converter[J].Electric Power Automation Equipment，2011，31（6）：140-143.

[5]Maniktala S.Switching Power Supplies A to Z[M].England：Oxford Elsevier Inc，2006.

[6]錢振宇，史建華.開關(guān)電源的電磁兼容性設(shè)計(jì)、測試和典型案例[M].北京：電子工業(yè)出版社，2011.

[7]Lenk R.Practical Design of Power Supplies.實(shí)用開關(guān)電源設(shè)計(jì)[M].王正仕，張軍明，譯.北京：人民郵電出版社，2006.