王偉明，沈曉彥，陳志斌，張 超

（1.軍械技術(shù)研究所，河北 石家莊 050000；2.中國(guó)兵器工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)化研究所，北京 100089）

光電測(cè)距儀器模擬檢測(cè)技術(shù)以延時(shí)時(shí)間模擬空間距離，已在脈沖式激光測(cè)距機(jī)性能檢測(cè)中得到廣泛應(yīng)用[1-2]。與脈沖式激光測(cè)距儀器不同，紅外測(cè)距儀采用正弦波調(diào)制技術(shù)，其具有可調(diào)延時(shí)功能的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路是設(shè)計(jì)紅外測(cè)距儀電路延時(shí)模擬檢測(cè)儀器的關(guān)鍵部件。對(duì)紅外測(cè)距儀進(jìn)行電路延時(shí)模擬檢測(cè)的過(guò)程是：光電轉(zhuǎn)換器將紅外測(cè)距儀發(fā)出的測(cè)距光信號(hào)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)，具有可調(diào)延時(shí)功能的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路采集該電信號(hào)并延時(shí)復(fù)現(xiàn)測(cè)距光波，功能正常的紅外測(cè)距儀在接收到復(fù)現(xiàn)的測(cè)距光波后應(yīng)能正確返回延時(shí)時(shí)間模擬的空間距離。具有可調(diào)延時(shí)功能的高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路一般采用高速ADC、FPGA、高速DAC及其相關(guān)電路構(gòu)成。電路固有延時(shí)引起的模擬距離誤差需在儀器使用階段進(jìn)行補(bǔ)償，因此必須對(duì)該固有延時(shí)進(jìn)行精密測(cè)量。模擬信號(hào)的延時(shí)相對(duì)于數(shù)字信號(hào)延遲的測(cè)量較為困難，加之高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路的輸入和輸出信號(hào)幅值較低，難以采用類(lèi)似數(shù)字脈沖時(shí)間間隔的測(cè)量方法。本文提出了一種采用C8051F和TDC-GP21的低成本固有延時(shí)測(cè)量電路，在引入較小測(cè)量誤差的情況下巧妙解決了模擬信號(hào)延遲數(shù)字化測(cè)量的問(wèn)題。

1 高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路

紅外測(cè)距儀采用高低頻雙頻率調(diào)制甚至多頻率調(diào)制技術(shù)[3]，模擬調(diào)制回波生成電路除采用響應(yīng)速度足夠快的光電探測(cè)器和紅外發(fā)光管外，關(guān)鍵在于設(shè)計(jì)高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，對(duì)測(cè)距信號(hào)進(jìn)行可調(diào)延時(shí)的復(fù)現(xiàn)。如圖1所示，高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路包括模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換電路、FPGA XC4VLX25和數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換電路三部分。其中，模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換電路采用Analog公司專(zhuān)用差分ADC驅(qū)動(dòng)器ADA4937和14位并行LVDS接口的差分高速模/數(shù)轉(zhuǎn)換器AD9640，實(shí)現(xiàn)對(duì)紅外測(cè)距儀發(fā)出的測(cè)距光波的高速采集；數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換電路采用Analog公司的14位高速數(shù)/模轉(zhuǎn)換器AD9744和TI公司的100 MHz、100 mA電流反饋放大器LM6181，在LM6181的同向輸入端引入了可調(diào)直流電壓信號(hào)，與AD9744的輸出信號(hào)相加，使得輸出信號(hào)具有可調(diào)的直流偏置電壓。直流分量使紅外發(fā)光管處于導(dǎo)通狀態(tài)，交流分量對(duì)發(fā)光強(qiáng)度進(jìn)行調(diào)制，從而產(chǎn)生模擬回波。XC4VLX25用于控制輸入信號(hào)和模擬回波之間的延時(shí)時(shí)間。

圖1 高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路

高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路的固有延時(shí)時(shí)間包括ADC采樣電路部分的延時(shí)時(shí)間、FPGA的延時(shí)時(shí)間和DAC輸出電路部分的延時(shí)時(shí)間。根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊(cè)得到的延遲典型值為128 ns。ADC采樣電路部分輸入最大值為1.8 V，DAC輸出電路的輸出最大值為1.2 V，難以正常觸發(fā)數(shù)字電路的I/O口，故無(wú)法采用數(shù)字脈沖時(shí)間間隔測(cè)量的一般方法。

2 固有延時(shí)測(cè)量電路設(shè)計(jì)

TDC-GP21(以下簡(jiǎn)稱(chēng)GP21)是德國(guó)ACAM公司繼TDC-GP1之后推出的一款基于延遲線內(nèi)插法的高精度時(shí)間間隔測(cè)量芯片[4]，相對(duì)于TDC-GP1具有更高的精度和更小的封裝。正常工作時(shí)，I/O電壓為2.5 V～3.6 V，Core電壓為2.5 V～3.6 V。除了高精度時(shí)間間隔測(cè)量功能外，其還具有高速脈沖發(fā)生器、停止信號(hào)使能、溫度測(cè)量和時(shí)鐘控制等特殊功能模塊。另外，GP21可以通過(guò)四線SPI接口與外部微控制器相連，具有最大1 MHz的連續(xù)數(shù)據(jù)輸出率。GP21作為高精度時(shí)間-數(shù)字轉(zhuǎn)換芯片能夠精確測(cè)量?jī)蓚€(gè)輸入脈沖之間的時(shí)間間隔，已廣泛應(yīng)用于脈沖時(shí)間間隔測(cè)量領(lǐng)域[4-5]。

高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路中的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器AD9640內(nèi)部有1 V的參考電壓源，差分輸入范圍為-1.8 V～1.8 V，單端高電平為1.2 V的脈沖信號(hào)Sin通過(guò)差分ADC驅(qū)動(dòng)器ADA4937可以滿足該輸入范圍。數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器AD9744內(nèi)部有1.2 V的參考電壓，Sin經(jīng)高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路后輸出高電平為1.4 V的脈沖信號(hào)Sout。Sin和Sout均無(wú)法滿足GP21的0.7Vio(Vio=3.3 V時(shí)該值約為2.3 V)的輸入高電壓要求，無(wú)法觸發(fā)其測(cè)量通道。因此，不能直接采用測(cè)量高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路輸入和輸出脈沖信號(hào)時(shí)間間隔的方式對(duì)固有延時(shí)時(shí)間進(jìn)行測(cè)量。

C8051F320是SiLabs公司推出的混合信號(hào)處理單片機(jī)，內(nèi)置兩路電壓比較器，每個(gè)比較器有一個(gè)模擬輸入多路器和2個(gè)可以通過(guò)交叉開(kāi)關(guān)接到外部引腳的輸出，即一個(gè)同步“鎖存”輸出（CP0、CP1）和一個(gè)異步“直接”輸出（CP0A、CP1A）。該比較器具有可編程的響應(yīng)時(shí)間，最小響應(yīng)時(shí)間為100 ns。在3.3 V供電情況下，當(dāng)比較器的正輸入端電壓大于負(fù)輸入端電壓時(shí)，其輸出為外部引腳的VOH（3.3 V），反之為VOL（0 V）。 如將Sin和Sout分別通過(guò)C8051F320內(nèi)部電壓比較器提升電平，則比較器輸出可觸發(fā)GP21進(jìn)行脈沖時(shí)間間隔的采集。如圖2所示，在比較器0的負(fù)輸入端連接AD9640的1 V參考電壓，在比較器1的負(fù)輸入端連接AD9744的1.2 V參考電壓，將Sin分別輸入至比較器0的正輸入端和高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路，因輸入和輸出信號(hào)均通過(guò)電壓比較器，在單片機(jī)內(nèi)部二者的響應(yīng)時(shí)間基本一致，信號(hào)延遲可以相互抵消，所以比以分立元件搭建電壓比較器引入的誤差低。C8051F320具有四線SPI接口，可方便地與GP21相連，由C8051F320的SPI接口讀取測(cè)量結(jié)果，簡(jiǎn)化了測(cè)量電路硬件，減少了測(cè)量誤差來(lái)源。

圖2 利用C8051F內(nèi)部電壓比較器對(duì)模擬脈沖電平抬升

如圖3所示，固有延時(shí)測(cè)量電路主要包括C8051F320和GP21及其附加元件。通過(guò)數(shù)字交叉開(kāi)關(guān)將C8051F320的P0.0、P0.1、P0.2、P0.3選擇為四線制SPI口連到TDC-GP21的SPI口，對(duì)C8051F進(jìn)行讀寫(xiě)控制。C8051F320內(nèi)部的電壓比較器0的正輸入只能選擇P1.0、P1.4、P2.0、P2.4， 負(fù) 輸 入 只 能 選 擇P1.1、P1.5、P2.1、P2.5；電壓比較器1的正輸入只能選擇P1.2、P1.6、P2.2、P2.6， 負(fù) 輸 入 只 能 選 擇P1.3、P1.7、P2.3、P2.7。本文選擇P1.0、P1.1分別作為比較器0的正負(fù)輸入，P1.2、P1.3分別作為比較器1的正負(fù)輸入，均采用SMB接口連接輸入信號(hào)。比較器0的直接輸出CP0A映射至P0.5，比較器1的直接輸出CP1A映射至P0.7，分別連接GP21的START腳和STOP1腳。此外，GP21的復(fù)位、中斷和測(cè)量啟動(dòng)使能和測(cè)量停止使能等管腳均連到C8051F320的I/O口上。測(cè)量中SMB接口P3連接Sin時(shí)，P4連接AD9640的1 V參考電壓源；P1連接Sout，P2連接AD9744的1.2 V參考電壓源。經(jīng)兩路比較器對(duì)電平進(jìn)行抬升后，P0.5與P0.7之間的時(shí)間間隔將被GP21捕獲，即基本對(duì)應(yīng)高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路的固有延時(shí)時(shí)間。在PCB設(shè)計(jì)階段，START腳的輸入信號(hào)和STOP1腳的輸入信號(hào)應(yīng)盡量縮短且等長(zhǎng)。GP21有兩個(gè)測(cè)量范圍，其中測(cè)量范圍1為3.5 ns～2.4μs，根據(jù)器件延時(shí)典型值，選擇采用測(cè)量范圍1。1個(gè)STOP通道相對(duì)應(yīng)一個(gè)START通道時(shí)典型精度為45 ps，可選擇每個(gè)通道的觸發(fā)電平方式。由于GP21測(cè)量的分辨率會(huì)隨溫度和電壓的改變而改變，因此GP21提供了自動(dòng)校準(zhǔn)模式。

圖3 固有延時(shí)測(cè)量電路

3 測(cè)量實(shí)驗(yàn)及結(jié)果

按照上述電路和測(cè)量方法，采用高速信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生高電平為1.2 V、寬度為500 ns的單脈沖，對(duì)高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路的固有延時(shí)測(cè)量了5組數(shù)據(jù)，每組10次，求得其平均值和標(biāo)準(zhǔn)差，如表1所示。

表1 固有延時(shí)測(cè)量實(shí)驗(yàn)結(jié)果

由表1可知，固有延時(shí)與通過(guò)根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊(cè)得到的延遲典型值有較大差距，這是因?yàn)楹笳呶纯紤]PCB板布線和寄生電阻、電容等造成的延遲影響。因測(cè)量過(guò)程中高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路一直處于工作狀態(tài)，測(cè)量結(jié)果的標(biāo)準(zhǔn)差逐步增大，主要原因是高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路中的ADC和DAC在高速采樣狀態(tài)下功耗很大，造成電路溫度升高，對(duì)固有延遲有較大影響。因此，必須通過(guò)改進(jìn)PCB布線工藝和增加散熱裝置等措施來(lái)提高高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路的延時(shí)控制精度。

本文研究了基于C8051F320和TDC-GP21的低成本紅外測(cè)距儀模擬檢測(cè)電路中高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電路的固有延遲測(cè)量電路，實(shí)現(xiàn)了對(duì)該延遲時(shí)間的高精度測(cè)量，為紅外測(cè)距儀電路延遲模擬檢測(cè)儀器的設(shè)計(jì)和開(kāi)發(fā)提供了一種驗(yàn)證手段。固有延遲測(cè)量精確度受很多因素影響，其誤差不僅包括信號(hào)在系統(tǒng)各器件中的傳播延遲所帶來(lái)的固定系統(tǒng)誤差，還包括由時(shí)鐘抖動(dòng)引起的隨機(jī)誤差和器件的寄生電阻、電容、溫度、環(huán)境等因素造成的傳播延遲抖動(dòng)引起的隨機(jī)誤差。因此，固有延遲的精確測(cè)量及其高穩(wěn)定性仍然是下一步的研究重點(diǎn)。

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