趙毅，梁蓓

（貴州大學(xué) 理學(xué)院，貴州 貴陽(yáng) 550025）

隨著人們對(duì)電子產(chǎn)品低功耗設(shè)計(jì)的提出，模擬電路、數(shù)?；旌想娐返墓ぷ麟妷涸谥饾u降低。然而低電壓導(dǎo)致了電路輸入共模范圍的變小，傳統(tǒng)的PMOS或NMOS差分對(duì)已不能滿(mǎn)足大的輸入共模范圍的要求[1]。同時(shí)，電壓降低，噪聲的影響就越來(lái)越顯著，為了得到高的信噪比，我們必須盡可能擴(kuò)展輸入電壓的動(dòng)態(tài)范圍，這樣，軌到軌運(yùn)放就應(yīng)運(yùn)而生。

文中設(shè)計(jì)了一個(gè)3 V rail-to-rail運(yùn)算放大器，采用最大電流選擇電路實(shí)現(xiàn)輸入級(jí)跨導(dǎo)恒定，推挽結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)軌到軌輸出。

1 輸入級(jí)電路分析

由于NMOS、PMOS差分對(duì)的直流工作特性不同，使用互補(bǔ)差分輸入對(duì)會(huì)導(dǎo)致一些問(wèn)題而限制電路的整體性能。當(dāng)共模電平僅使一對(duì)輸入管導(dǎo)通時(shí)，共模抑制比會(huì)下降，還會(huì)引起輸入級(jí)跨導(dǎo)的變化，且雙輸入對(duì)工作時(shí)的跨導(dǎo)是單輸入對(duì)工作時(shí)跨導(dǎo)的兩倍，這會(huì)影響電路的環(huán)路增益和頻率補(bǔ)償[2]。在很多文獻(xiàn)中都有闡述如何實(shí)現(xiàn)輸入級(jí)跨導(dǎo)的恒定，歸納起來(lái)比較常用的有3種方法：1）三倍電流鏡技術(shù)。其缺點(diǎn)在于過(guò)于依賴(lài)電流的平方律模型，MOS管在強(qiáng)反型和弱反型時(shí)不能通用；2）使Vsgp+Vgsn保持不變以達(dá)到穩(wěn)定輸入跨導(dǎo)的目的。它的不足在于二極管連接形式的MOS管性能是其端電壓的函數(shù)，這樣跨導(dǎo)在輸入共模變化的范圍內(nèi)不恒定；3）最大電流選擇電路，這種方法的原理是在共模電壓中間只允許一個(gè)差分對(duì)工作，其不足在于電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜。文中采用第3種方法來(lái)實(shí)現(xiàn)輸入級(jí)跨導(dǎo)的恒定。

2 最大電流選擇電路輸入級(jí)

軌到軌輸入的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示，當(dāng)只有NMOS對(duì)工作時(shí)，輸入級(jí)跨導(dǎo)為 gmn=[2μncox（W/L）Iref]1/2；當(dāng)只有 PMOS 對(duì)工作時(shí)，輸入級(jí)跨導(dǎo)為 gmp=[2μpcox（W/L）Iref]1/2，我們可以調(diào)整輸入級(jí)中N管和P管的寬長(zhǎng)比使gmn=gmp。

圖1 軌到軌輸入級(jí)的基本結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure of rail-to-rail input stage

圖2給出了共模電壓在0～VDD之間變化時(shí)，輸入級(jí)總跨導(dǎo)（gmT）的變化情況：我們可以看出，當(dāng) VinCM→0時(shí)，只有 P管工作，gmn=gmp；當(dāng) VinCM→VDD 時(shí)，只有 N 管工作，gmT=gmn；當(dāng)VinCM趨于中間電平時(shí)，N管、P管都工作，此時(shí)gmT=gmn+gmp=2gmn=2gmp，輸入級(jí)總跨導(dǎo)發(fā)生了兩倍的變化[6]，這會(huì)影響電路的增益和頻率補(bǔ)償。最大電流選擇電路[1－2]（如圖3所示）可以實(shí)現(xiàn)輸入級(jí)跨導(dǎo)的恒定，其工作原理如下：

圖2 輸入級(jí)跨導(dǎo)隨共模電壓的變化Fig.2 GmT versus the common-mode input voltage

當(dāng) Iin1＞Iin2時(shí)，由于電流鏡的作用，ID15=ID16=Iin1－Iin2，ID17=ID18=ID19=Iin2，則 Iout=ID15+ID17=（Iin1－Iin2）+Iin2=Iin1=Max（Iin1，Iin2）；

當(dāng) Iin1＞Iin2時(shí)，M15、M16 截止，ID17=ID18=Iin2， 則 Iout=ID16+ID17=Iin2=Max（Iin1，Iin2）；

當(dāng) Iin1=Iin2時(shí)，Iout=Iin1=Iin2=Max（Iin1，Iin2）；

由此可得，在共模電壓變化的過(guò)程中，最大電流選擇電路 始 終 選 擇 Iin1、Iin2中 的 較 大 值 輸 出 ，即 取 出 gmn（max）和 gmp（max），這樣就可以使輸入級(jí)總跨導(dǎo)達(dá)到一個(gè)恒定值。

圖3 最大電流選擇電路Fig.3 Max current selecting circuit

圖4 電流求和電路Fig.4 Summing circuit

3 電流求和電路

為了使反相的差分輸入電流能夠同相的驅(qū)動(dòng)軌到軌輸出級(jí)，就要用到電流求和電路，但這會(huì)在頻率補(bǔ)償時(shí)帶來(lái)一些問(wèn)題。如圖4所示，M25、M26為求和電路提供偏置電流IB，它包括輸入級(jí)電流 In和 M27、M28、M33、M34的偏置電流 IF。 由于NMOS差分對(duì)的電流隨共模電壓的變化而變化，其值可以從0變化到2In以上，其中In為NMOS差分對(duì)在共模電壓VinCM為中間時(shí)的值。所以M25、M26要能為NMOS差分對(duì)提供這樣的電流增量，還要能為電流求和電路提供最小靜態(tài)電流。

另一方面，當(dāng)VinCM處于共模電壓中間值或VDD時(shí)，M25、M26中額外的偏置電流將流過(guò)M27～M34，這會(huì)改變這些管子中的靜態(tài)電流，進(jìn)而改變它們的跨導(dǎo)和輸出電阻，從而引起運(yùn)放零極點(diǎn)位置和低頻增益的變化[3]。

文中采用浮置電流源[4－5]來(lái)穩(wěn)定求和電路中的靜態(tài)電流，即把浮置電流源嵌入求和電路中，具體實(shí)現(xiàn)方式在運(yùn)放的整體電路（如圖5所示）中給出。

圖5 運(yùn)放的整體電路圖Fig.5 Circuit of the rail-to-rail operational amplifier

4 Class-AB輸出級(jí)

為使電源的利用效率達(dá)到最大，要求輸出級(jí)有盡可能大的擺幅和很小的靜態(tài)電流。B類(lèi)輸出級(jí)可以滿(mǎn)足上述條件，但它存在嚴(yán)重的交越失真；A類(lèi)輸出級(jí)不存在交越失真，但它的輸出級(jí)效率只有25%，折衷考慮選用AB類(lèi)輸出級(jí)（如圖6所示）。

AB類(lèi)輸出級(jí)由兩個(gè)共源級(jí)連接的輸出晶體管M41、M42組成，其關(guān)鍵在于保持兩個(gè)輸出晶體管柵極間電壓的恒定。浮置電流源由 M30、M31構(gòu)成，二極管連接的 M37～M38、M39～M40 分 別 為 它 們 提 供 偏 置 。 M31、M37、M38、M41 和M32、M39、M40、M42 組成的兩個(gè)跨導(dǎo)線(xiàn)性環(huán)[5]，決定了輸出晶體管的靜態(tài)電流，穩(wěn)定兩個(gè)輸出管柵極間的電壓。

AB類(lèi)輸出級(jí)的工作原理如下:Iin1和Iin2分別為兩個(gè)同相位的交流小信號(hào)電流源，設(shè) Ib5=Ib6=Ib7=Ib8=I，Iin1=Iin2=0。 若（W/L）M29/（W/L）M38=1/2；（W/L）M30/（W/L）M39=1/2； 這樣 M31 和 M38、M37和M41為同一個(gè)柵源電壓；同理，M32和M39、M40和M42也為同一個(gè)柵源電壓。 若 Ids（M41）=mI，Ids（M42）=mI，則（W/L）M41/（W/L）M37=m；（W/L）M42/（W/L）M40=m；各管子的寬長(zhǎng)比還滿(mǎn)足一下要求：（W/L）M42/（W/L）M41=（W/L）M40/（W/L）M37=（W/L）M39/（W/L）M38=（W/L）M32/（W/L）M31， 因?yàn)?A、B 間可視為一個(gè)浮動(dòng)電壓源，交流小信號(hào)下可視為短路，即VA=VB。于是有兩種情況:1）當(dāng)Iin1=Iin2＞0時(shí)，電流流入節(jié)點(diǎn)A和B，則節(jié)點(diǎn)A和 B的電壓升高，最終使 M41 截至、M42 導(dǎo)通，VA=VB=VDD；2）當(dāng) Iin1=Iin2＜0時(shí)，電流流出節(jié)點(diǎn)A和B，最終使M41導(dǎo)通、M42截至，VA=VB=0，從而實(shí)現(xiàn)了軌到軌輸出。

圖6 浮置電流源控制的AB類(lèi)輸出級(jí)Fig.6 Class-AB output stage with floating current source control

文中采用了由兩個(gè)電流鏡M25、M26及M35、M36，共源共柵管M27、M28和M33、M34構(gòu)成的特殊的求和電路。浮置電流源M31、M32穩(wěn)定輸入級(jí)電流的變化，它產(chǎn)生的電流流過(guò)M28、M34。輸入差分對(duì)的電流在M27的源極匯集，該電流被M25、M26鏡像，在M28的源極又被減掉。這樣 M28、M34中的電流就與浮置電流AB類(lèi)控制晶體管M31、M32中的電流一樣并保持不變。采用這種結(jié)構(gòu)的好處是輸出級(jí)的偏置不受輸入共模電壓的影響。

由于采用了浮置電流AB類(lèi)控制，電源電壓的變化會(huì)影響輸出晶體管中的靜態(tài)電流，為了消除輸出晶體管中靜態(tài)電流隨電源電壓變化的敏感性，在浮置電流控制AB類(lèi)左側(cè)支路再引入一個(gè)結(jié)構(gòu)完全相同的浮置電流源M29、M30（如圖5所示）。

為避免出現(xiàn)正的零點(diǎn)，文中通過(guò)共源共柵管的路徑來(lái)作米勒補(bǔ)償，且米勒電容值C1=C2=1 pF。

5 仿真結(jié)果

整個(gè)電路采用CSMC的0.5 μmCMOS工藝參數(shù)設(shè)計(jì)，經(jīng)過(guò)Cadence仿真顯示，運(yùn)放可以實(shí)現(xiàn)軌到軌輸入/輸出（如圖7所示），其幅頻特性如圖8所示，整個(gè)電路在3 V電源下工作，靜態(tài)功耗僅為0.206 mW，驅(qū)動(dòng)10 pF的容性負(fù)載時(shí)，增益高達(dá)100.4 dB，單位增益帶寬約為4.2 MHz，相位裕度為63°。

圖7 運(yùn)放軌到軌輸入、輸出特性Fig.7 Input/output characters of the opamp

圖8 運(yùn)放的幅頻特性Fig.8 Amplitude/phase characters of the poamp

6 結(jié)束語(yǔ)

本文設(shè)計(jì)了一個(gè)具有高增益且功耗相對(duì)較低的恒跨導(dǎo)軌到軌CMOS運(yùn)算放大器，輸入級(jí)采用最大電流選擇電路來(lái)獲得恒定跨導(dǎo)，輸出級(jí)采用浮置電流源控制的AB類(lèi)輸出結(jié)構(gòu)，最后仿真的結(jié)果表明，運(yùn)放的各項(xiàng)性能均達(dá)到了預(yù)定的設(shè)計(jì)要求。

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