吳 茜，王曉曉，張 帥

(中航工業(yè)江西洪都航空工業(yè)集團有限責(zé)任公司江西南昌330024;中航光電科技股份有限公司河南洛陽471003;中航光電科技股份有限公司河南洛陽471003)

1 引言

在高速電路設(shè)計中，原理圖設(shè)計的完成僅僅只是成功設(shè)計的一小部分。隨著設(shè)計頻率的提高，PCB設(shè)計中信號完整性、電源完整性、EMC、防護等對成功設(shè)計的重要性越來越高。因為印制線相對如此高信號的頻率而言(相當(dāng)于電學(xué)長度)，其對不同頻率信號呈現(xiàn)不同的傳輸特性［1］。本文結(jié)合10G高速印制板的設(shè)計，重點闡述印制電路的信號完整性設(shè)計與仿真。

2 傳輸線基礎(chǔ)

傳輸線是一種新的理想電路元件，它有兩個非常重要的特征:特征阻抗和時延。在有些情況下，可以用電容和電感的組合來近似理想傳輸線的電氣特性。

當(dāng)信號沿傳輸線傳輸時，它同時使用了信號路徑和返回路徑，在確定信號與互連線之間的相互作用時，兩條導(dǎo)線是同等重要的。當(dāng)兩條線一樣時，如雙絞線，可以任意指定一條為信號路徑，而另一條為返回路徑。如果兩個信號不相同，如微帶線，通常把較窄的那條叫做信號路徑，把平面稱為返回路徑。信號總是指信號路徑和返回路徑之間相鄰兩點的電位差［2］。

在PCB中，微帶線是一種用電介質(zhì)將導(dǎo)線與參考面隔開的傳輸線。印制板導(dǎo)線的厚度、寬度、與參考平面的距離、電介質(zhì)的介電常數(shù)等參數(shù)決定微帶線的特性阻抗。下圖左為單端微帶線模型，圖右為差分微帶線模型。

圖1 微帶線模型

3 PCB的層疊結(jié)構(gòu)和阻抗設(shè)計

3．1 PCB的層疊結(jié)構(gòu)

PCB板的信號層、地層、電源層的排列順序?qū)π盘柾暾杂泻艽蟮挠绊憽０凑?0G產(chǎn)品原理設(shè)計，PCB板走表面微帶線，采用多層設(shè)計，10G印制板的板層結(jié)構(gòu)見表1。信號層與地層相鄰，以完整的地平面作為參考，為信號提供了回流路徑，保證信號完整性。

表1 印制板層疊結(jié)構(gòu)

a)阻抗設(shè)計

阻抗是解決信號完整性問題所使用的方法的核心。

在高速系統(tǒng)中，隨著系統(tǒng)時序的要求越來越嚴(yán)格，我們關(guān)心的不僅僅是信號連接的正確性，更要關(guān)心在某個時刻，某個電氣連接點上電壓和電流的瞬時關(guān)系。這些電壓和電流決定了高速系統(tǒng)中的所有性能。而傳輸線上的電壓、電流的瞬時關(guān)系完全取決于傳輸線本身的阻抗特性。可以說，高速系統(tǒng)中，所有的工作特性都取決于組成系統(tǒng)各部分的阻抗特性。在高速系統(tǒng)中，基本上所有現(xiàn)象都可以用阻抗特性來解釋:

傳輸線的阻抗不連續(xù)，引起信號的發(fā)射，引起信號本身的畸變和衰減;

傳輸線的耦合(信號線間的互耦合電容和互耦合電感產(chǎn)生的阻抗決定了耦合電流的值)，引起信號間的串?dāng)_，造成臨近區(qū)域信號的畸變因此阻抗控制是高速系統(tǒng)設(shè)計的根本。

微帶線是印制板設(shè)計常用的一種模型，差分微帶線的阻抗有一個經(jīng)過實驗數(shù)據(jù)驗證的經(jīng)驗公式，是由美國國家半導(dǎo)體公司公布的:

式中，S為差分線走線間距;

H為介質(zhì)基板厚度;

Z0為未耦合時的單端特性阻抗。

Z0中，εr為電介質(zhì)介電常數(shù);

W為差分線寬;

T為銅箔厚度。

可見，差分阻抗與介質(zhì)的介電常數(shù)、傳輸線的寬度、銅皮的厚度成反比，與差分線走線間距、介質(zhì)層厚度成正比。

通過以上公式計算得到的只是近似值，更為精確的工具是二維場求解器，這可以通過Polar Instruments公司開發(fā)的Polar Si9000等工具進行精確計算。

10G高速印制板的高速信號只分布在頂層，只對頂層差分信號進行差分阻抗計算，以相鄰的地平面為參考平面，使用Polar Si9000軟件，選用不覆綠油的表面微帶線模型，仿真結(jié)果如下:

表2 差分阻抗計算數(shù)據(jù)

圖2 Si9000阻抗仿真數(shù)據(jù)

通過上面的參數(shù)計算得到的差分阻抗偏大，而實際印制板生產(chǎn)時傳輸線外面覆有一層阻焊油，對于覆上綠油層以后的差分阻抗由以下經(jīng)驗公式計算得到:實際差分阻抗=計算值×0．9+3．2(此經(jīng)驗公式由供應(yīng)商提供)。所以，實際的差分阻抗值為107．4×0．9+3．2=99．86，滿足差分線阻抗要求。

b)阻抗的連續(xù)性設(shè)計

在5Gbps以上的系統(tǒng)中，再怎么仔細都不過分，要想盡一切辦法保證整個信號路徑上的阻抗連續(xù)性，做好信號本身的完整性。

大部分的高速差分信號，為了系統(tǒng)間互連的需求，都要通過AC耦合電容來建立傳輸路徑。圖3為某高速信號交流耦合原理圖:

圖3 某高速信號互連原理圖

圖4 AC耦合電容傳輸模型

圖3的差分路徑非常簡單，但是此路徑中包含了耦合電容，隨著信號頻率的升高，由于電容體本身的阻抗不連續(xù)性而帶來的反射損耗已經(jīng)不容忽視。根據(jù)Simberian Inc公司(專門做仿真軟件的公司)的研究表明，在一個0402封裝的AC耦合電容中，由于電容的阻抗不連續(xù)而帶來的反射損耗，在10GHz頻率下可達到 －12．5dB［3］。

究其原因，電容和傳輸線使用同一個參考平面，可是電容的寬度比傳輸線大得多，這樣在電容體周圍，電容和參考平面就形成了一個比較大的傳輸線，按照阻抗計算公式可知，傳輸線寬度變大，傳輸線間距變小會使得差分阻抗變小。也就是這樣的一個結(jié)構(gòu)形成了容性低阻抗的特性，從而引起阻抗不連續(xù)，導(dǎo)致反射較大。由于無法使電容的寬度與傳輸線相等，所以根據(jù)Simberian Inc公司的研究，可以挖空電容體下面的參考平面，減小電容體和參考平面之間的容性耦合，這樣處理可以改善阻抗特性，減小反射損耗［4］。圖5和圖6對比了兩種情況下的阻抗和反射損耗的變化。

a)從圖6中可以看出，當(dāng)10GHz信號從2端口輸入時，沒有挖空時的回波損耗為－12．5dB，挖空后回波損耗為－37．5dB，得到明顯的改善。同樣，從圖5中可以看出挖空后阻抗得到優(yōu)化。

b)從圖5可以看出，電容的位置在沒有挖空參考平面的情況下，對阻抗的影響比較大，遠離信號發(fā)射端能夠使阻抗失配變小。而挖空后，二種情況的阻抗都較好的保持了連續(xù)性。但當(dāng)頻率高于25GHz時，圖6顯示，靠近信號發(fā)射端回波損耗S22會有所增大，但總體來說差別還是很小的。因此，如果電路板布局允許，盡可以將耦合電容遠離信號發(fā)射端。

依據(jù)上述分析，在高速信號互聯(lián)設(shè)計中，AC耦合電容選擇最小尺寸封裝0402，放置在接收信號端，且將電容下面的參考平面挖空。同樣的原理，與傳輸線相連的焊盤設(shè)計也需要注意阻抗連續(xù)問題，焊盤尺寸盡量與傳輸線寬度一致，焊盤間距盡量與傳輸線間距一致，在傳輸線和焊盤的連接處添加淚滴來防止阻抗的突變。

4 傳輸線的損耗

對于微帶線損耗的精確計算只能采用數(shù)值解，計算過程相當(dāng)復(fù)雜，微波工程中通常采用近似公式和經(jīng)驗公式來估計微帶線的損耗。以下對微帶線的損耗作定性的討論，以得到概念性的了解。

微帶線的損耗可以分為三類:導(dǎo)體歐姆損耗、介質(zhì)損耗和輻射損耗。

微帶線導(dǎo)體表面的歐姆損耗(conductor loss):在傳輸功率一定的條件下，微帶線表面歐姆損耗的一些基本特點如下:(1)如果介質(zhì)基片的厚度h減小，則兩導(dǎo)體之間的磁力線密度增大，損耗將增加;(2)如果導(dǎo)體表面的光潔度下降，或?qū)w的電導(dǎo)率σ減小，損耗將增加;(3)在微帶線導(dǎo)體表面光潔度和工作模式一定的前提下，由于趨膚效應(yīng)的存在，隨著工作頻率的提高，微帶線的損耗將增加。

微帶線的介質(zhì)損耗:微帶線的介質(zhì)損耗來源于復(fù)介電常數(shù)的虛部，其物理機制是介質(zhì)中的漏電導(dǎo)離子、電子在微波激勵下的熱振動等。在PCB設(shè)計中，所選材質(zhì)的介電常數(shù)εr值和損耗正切角tanδ對信號完整性有很大的影響。εr越高，高頻信號的損耗越大，同時εr的值與頻率有關(guān)，會隨著頻率的變化而變化。損耗正切角等于流經(jīng)材質(zhì)的損耗能量與流經(jīng)材質(zhì)的無損耗能量的比值，tanδ值越大，則信號的損耗越大，所以需選用低tanδ的材料。當(dāng)然，εr和tanδ越小，材質(zhì)的成本就越高。

微帶線的輻射損耗:當(dāng)微帶線導(dǎo)體帶的寬度W趨近于∞，則電磁波成為兩個無限大導(dǎo)體平板間的導(dǎo)行電磁波，這時就沒有輻射損耗。所以，導(dǎo)體帶的寬度W越小，則微帶線的輻射損耗越大。與其他損耗相比，總的輻射損耗非常小，這種損耗機理不影響傳輸線的損耗分析。

綜合上述分析，高速印制板的設(shè)計首先考慮εr和tanδ的選擇。由于印制板上信號傳輸速率達到10Gbps，所以選用高頻特性較好的板材 Nelco 4000－13，其介電常數(shù)為 3．7，損耗正切角為0．008，見表1。然后綜合考慮差分阻抗和損耗，使用 Polar Si9000軟件對差分傳輸線的模型仿真，仿真圖形見圖 7、8、9。

圖8 衰減仿真波形

圖9 S11仿真波形

圖10 S21仿真波形

注:圖7表示衰減仿真波形。其中，紅線表示歐姆損耗，綠線表示介質(zhì)損耗，藍線表示總損耗。圖8表示的是S11仿真波形，S11描述器件輸入端的匹配情況，以dB為單位，相當(dāng)于回波損耗。圖9表示S21仿真波形，S21描述信號經(jīng)過器件后被放大的倍數(shù)或者衰減量，以dB為單位，相當(dāng)于插入損耗。

輸入信號為標(biāo)準(zhǔn)LVPECL信號，差分幅值a1=0．84V，高電平基準(zhǔn)電壓為2．42V，觸發(fā)電平VHT=2．06V，低電平基準(zhǔn)電壓為1．58V，觸發(fā)電平 VLT=1．94V。

輸入差分信號在10G的速率下經(jīng)過900mil的

傳輸線傳輸后，插入損耗為S21=－2dB，S21=20log，傳輸線末端的電壓損耗為173mV。

H2．06，滿足高電平要求。

L1．94，滿足低電平要求。

仿真結(jié)果表明輸入信號經(jīng)過印制板后，輸出信號滿足設(shè)計要求。

5 互連線的帶寬和上升時間

互連線的帶寬指的是能被互連線傳輸?shù)臐M足實際應(yīng)用的性能指標(biāo)的最高正弦波頻率分量。在實際應(yīng)用中，滿足實際應(yīng)用的性能指標(biāo)指的是輸出幅度減小為輸入幅度的70%，也就是經(jīng)常說的3dB帶寬。最高的有效正弦波頻率分量作為帶寬這一概念僅是一個粗略的近似，如果需要知道輸入幅度20%以內(nèi)的值，最好還是采用插入損耗表示。但是，帶寬是一個非常直觀的數(shù)據(jù)，通過它可以很清楚地了解互連線的一般性能。

互連線帶寬和傳輸線上的損耗之間有個簡單但很重要的關(guān)系:線越長，高頻損耗越大，線的帶寬越低。在介質(zhì)損耗占優(yōu)勢的頻率區(qū)域內(nèi)，在某一頻率f上，傳輸距離為d的總衰減為:

式中，AdB:表示總衰減，單位為dB;

αdie1:表示介質(zhì)引起的單位長度衰減，單

位為dB/in;

εr:表示相對介電常數(shù);

d:表示傳輸長度，單位in;

f:表示正弦波頻率，單位GHz;

tan(δ):表示材料的耗散因子。

傳輸線的固有帶寬BWTL與3dB衰減的那個頻率對應(yīng)，用BWTL代替頻率f，3dB代替衰減，則帶寬和互連線長度之間的關(guān)系為:

BWTL表示長度為d英寸的互連線的固有帶寬。由上式可見，傳輸帶寬取決于介質(zhì)材料和互連線長度。

上升時間與帶寬之間的關(guān)系可以量化，有一個經(jīng)驗公式(如下)可以描述上升時間與帶寬之間的關(guān)系。

式中，RT:表示上升時間，10% ～90%，單位為

ns;

BW:表示帶寬，單位GHz。

將(5)式代入(4)式，可以得出沿長度為d的傳輸線傳輸后波的上升時間:

式中，RTTL:表示傳輸線固有上升時間，10% ～90%，單位為ns。

根據(jù)上述公式，10G高速印制板設(shè)計中，傳輸線長度為 900mil，則傳輸線固有帶寬為:BWTL==94．1GHz，傳輸線固有上升時間為RTTL==3．7ps。

按照相關(guān)測試要求，輸入信號上升時間Tr=34ps，輸入信號帶寬為 BWIN==10．3GHz ＜＜BWTL。上式表明，傳輸線帶寬完全滿足輸入信號帶寬的要求，我們也可以通過計算輸出帶寬證明這一點。經(jīng)過傳輸線傳輸后，印制板輸出信號的上升時間為RTOUT==34．2ps，輸出帶寬為 BWOUT==10．23GHz?？梢钥闯?，傳輸線對輸入信號的帶寬影響很小，能夠滿足10Gbps信號傳輸要求。

6 結(jié)論

通過定性定量分析高頻印制板傳輸特性與介質(zhì)介電常數(shù)、差分線間距、線寬等參數(shù)的關(guān)系，以及耦合電容對傳輸特性的影響和處理，全面闡述了印制板差分線的傳輸特性，給高頻差分印制板的設(shè)計提供有價值的數(shù)據(jù)參考和理論參考，可提高高頻差分印制板布線的一次成功率。

［1］王劍宇 蘇穎高速電路設(shè)計實踐．

［2］Eric Bogatin著．李玉山 李麗平等譯．信號完整性分析．

［3］Simbeor AC_CouplingCapacitors_2010_02．

［4］邵鵬 高速電路設(shè)計與仿真分析:Candence實例設(shè)計詳解．