韓 峰，趙志遠(yuǎn)

(1.解放軍理工大學(xué)通信工程學(xué)院研究生3 隊(duì)，江蘇 南京 210007;2.解放軍理工大學(xué)通信工程學(xué)院研究生4 隊(duì)，江蘇 南京 210007)

與傳統(tǒng)的A，B 及C 類線性放大器相比，D 類放大器工作在開關(guān)模式下［1］。假定器件為理想開關(guān)(即開關(guān)的導(dǎo)通內(nèi)阻為零，斷開內(nèi)阻為無窮大，無寄生參數(shù)，開關(guān)切換時(shí)間為零)，那么放大器的損耗為零，直流電源提供的能量都傳遞到負(fù)載上，其理論工作效率可達(dá)100%。然而，實(shí)際工作中的開關(guān)并不是理想的開關(guān)，晶體管從閉合狀態(tài)到斷開狀態(tài)或斷開狀態(tài)到閉合狀態(tài)都存在一定的延遲，并且各端口之間寄生電容的存在也會(huì)造成一定的損耗。當(dāng)工作頻率較低時(shí)，開關(guān)晶體管的傳導(dǎo)損耗是主要的損耗。當(dāng)頻率升高時(shí)，開關(guān)晶體管的開關(guān)損耗、直通損耗、電容Cds損耗則成為主要的損耗，頻率越高則損耗就越大，功放電路的效率就越低。H 橋結(jié)構(gòu)的D 類放大器由于憑借其輸出功率大、效率高、可用于放大多電平信號而成為近年來的國內(nèi)外研究熱點(diǎn)［2，3］。本文將詳細(xì)分析H 橋結(jié)構(gòu)的D 類開關(guān)功率放大電路在高頻開關(guān)工作過程中產(chǎn)生的主要損耗及其原理。

1 傳導(dǎo)損耗

理想D 類開關(guān)放大器中的功率晶體管在導(dǎo)通狀態(tài)下其導(dǎo)通電阻rDS(ON)應(yīng)為零，在截止?fàn)顟B(tài)下的截止電阻rDS(OFF)應(yīng)為無窮大。然而實(shí)際當(dāng)中由于受器件材料及制作工藝等影響，目前市場上所有晶體管導(dǎo)通狀態(tài)下的電阻rDS(ON)都不為零，而截止?fàn)顟B(tài)下的電阻rDS(OFF)都是有限的，使得rDS(ON)、rDS(OFF)與輸出負(fù)載電阻形成分壓。通常管子的截止電阻rDS(OFF)值足夠大，故在計(jì)算效率時(shí)其造成的損耗可以忽略。半橋結(jié)構(gòu)的D 類放大器的等效電路如圖1所示。圖中晶體管分別等效為導(dǎo)通內(nèi)阻為rDS的開關(guān)，Cds為寄生漏源電容。rL為諧振電路中電感的等效串聯(lián)電阻，rC為諧振電路中電容的等效串聯(lián)電阻。

傳導(dǎo)損耗包括功率晶體管的導(dǎo)通內(nèi)阻以及串聯(lián)諧振電路中電感和電容寄生等效電阻引起的熱損耗。開關(guān)器件的傳導(dǎo)損耗與開關(guān)頻率無關(guān)，僅與其內(nèi)部結(jié)構(gòu)以及制作材料和工藝有關(guān)。

圖1 半橋結(jié)構(gòu)的D 類放大器的等效電路

單個(gè)功率晶體管的損耗可由下式進(jìn)行計(jì)算。

其中，Im，RMS為開關(guān)電流的有效值，rDS為功率晶體管的導(dǎo)通電阻，在器件參數(shù)手冊中其典型值通常定義為VGS=10 V，溫度為25 ℃時(shí)的電阻值。從式子(1)中可以看出，導(dǎo)通電阻rDS值越少，產(chǎn)生的傳導(dǎo)損耗就越小，功放電路的效率就越高。

諧振電路電感的損耗為:

諧振電路電容的損耗為:

因?yàn)镠 橋結(jié)構(gòu)的D 類放大器中含有4個(gè)晶體管，故其總的傳導(dǎo)損耗為:

2 開關(guān)損耗

開關(guān)器件從斷開到閉合的轉(zhuǎn)換瞬間，器件輸出端兩端有高電壓存在而無電流流過器件。電壓從初值開始下降且電流從零開始逐漸上升。如果電壓的下降過程不是瞬間完成，那么就會(huì)出現(xiàn)一個(gè)電流和電壓均不為零的交疊期。這一個(gè)時(shí)間段會(huì)造成電路中部分能量的損耗，這一損耗稱之為開關(guān)損耗［4，5］。開關(guān)損耗與交疊時(shí)間的長度成正比例關(guān)系。由于這一損耗發(fā)生在每一次狀態(tài)的切換，因此它與開關(guān)頻率也成正比例關(guān)系。

圖2 表示開關(guān)狀態(tài)切換時(shí)電流和電壓交疊的波形圖。為簡化分析，假設(shè)上升時(shí)間與下降時(shí)間相等，用符號τ 表示，Vdd為供電電壓，Im為峰值電流。

圖2 電流和電壓的交疊圖

在一個(gè)完整的信號周期時(shí)間內(nèi)開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換引起的平均損耗為:

其中，fs為開關(guān)頻率。由式子(5)可以看出，在電源電壓一定且輸出電流一定的情況下，開關(guān)頻率越低，損耗越小;功率晶體管的上升、下降時(shí)間越小損耗越小。H 橋結(jié)構(gòu)的D類放大器中有4個(gè)功率管，每個(gè)管子在一個(gè)周期內(nèi)均有兩次開關(guān)狀態(tài)的切換，因此H 橋結(jié)構(gòu)的D 類放大器的開關(guān)損耗應(yīng)為8PS。

3 輸出電容損耗

開關(guān)在狀態(tài)的轉(zhuǎn)換期間還有另一個(gè)損耗，這就是儲(chǔ)存在功率晶體管輸出電容Coss中能量的放電過程造成的損耗。由于PN結(jié)存在的原因，這個(gè)電容是晶體管的內(nèi)部寄生電容。例如在金屬半導(dǎo)體晶體管(MOSFET)中，輸出電容Coss主要是漏極和源級電容Cds。即使在理想系統(tǒng)中(晶體管導(dǎo)通內(nèi)阻為零，開關(guān)切換時(shí)間為零)，這一放電損耗也不可以被忽略。

實(shí)際電路中開關(guān)器件的漏源電容Cds是非線性的且隨漏源電壓而變化，如圖3所示［6］。為簡化分析，本文忽略開關(guān)器件輸出電容的非線性特性。假定電容Cds的值保持固定，通常取漏源電壓vDS為25V 時(shí)的值。在半橋結(jié)構(gòu)的D 類功放電路中，兩個(gè)晶體管輪流導(dǎo)通。假定此時(shí)上管是斷開狀態(tài)，下管是閉合狀態(tài)，那么上管漏源兩端的電壓近似為供電電壓Vdd，儲(chǔ)存在輸出電容中的能量為:

開關(guān)工作狀態(tài)切換時(shí)，這些能量在上管切換到閉合狀態(tài)的過程中損耗掉，根據(jù)器件開關(guān)頻率，每個(gè)周期損耗一次，因此，電容放電造成的功率損耗為:

圖3 漏源電容Cds 與漏源電壓的關(guān)系

同時(shí)，下管由閉合切換到斷開狀態(tài)，它的電容會(huì)充電以使漏源電壓達(dá)到供電電壓。假設(shè)晶體管輸出電容不變，充電過程損耗的能量應(yīng)該等于放電過程釋放的能量，因此一個(gè)周期損耗單個(gè)晶體管的輸出電容損耗為:

半橋結(jié)構(gòu)的D 類放大器中有兩個(gè)晶體管，因此損耗的功率為2Psw，H 橋結(jié)構(gòu)的D 類放大器則為4Psw。由式子(8)可以看出，供電電壓越大，損耗就越大;開關(guān)頻率越高，損耗也越大。

在器件數(shù)據(jù)手冊中，Cds通常沒有直接給出，可以通過式子(9)計(jì)算得出。

其中，Coss為輸出電容，Crss為反向恢復(fù)電容，在器件手冊中均可查找。

4 直通損耗

由于功率晶體管中寄生電容的存在，如柵源電容、漏源電容和柵漏電容等，當(dāng)高電平信號驅(qū)動(dòng)功率晶體管進(jìn)到閉合狀態(tài)的瞬間，輸入信號首先需要對柵極電容充電，此時(shí)柵極電壓會(huì)緩慢上升，當(dāng)柵極電壓大于功率晶體管的閾值電壓后，開關(guān)才進(jìn)入導(dǎo)通狀態(tài)，故柵極電容的存在引入了開關(guān)導(dǎo)通延遲時(shí)間td，ON。由于柵極電容會(huì)儲(chǔ)存電荷，當(dāng)?shù)碗娖叫盘栮P(guān)斷開關(guān)的時(shí)候，電容需要放電，這使得柵極電壓不能快速下降，當(dāng)柵極電壓小于閾值電壓后，晶體管才進(jìn)入截止?fàn)顟B(tài)，故柵極電容的存在還引入了截止延遲時(shí)間td，OFF。

圖4 導(dǎo)通延遲，截止延遲，直通損耗示意圖

H 橋結(jié)構(gòu)的D 類開關(guān)放大電路中有兩個(gè)開關(guān)臂，每一個(gè)開關(guān)臂上的兩只晶體管均串聯(lián)于直流電源和地之間，當(dāng)導(dǎo)通的延遲時(shí)間td，ON小于截止的延遲時(shí)間td，OFF時(shí)，這兩只晶體管就會(huì)同時(shí)處于導(dǎo)通狀態(tài)，造成電源對地短路，電流從電源經(jīng)兩只晶體管直接到地，引起功率損耗，嚴(yán)重者燒壞電路，如圖4所示。我們把這種損耗稱為直通損耗，也叫串通損耗。對于直通損耗可通過增大驅(qū)動(dòng)電壓為柵極提供一個(gè)瞬間的大電流，縮短導(dǎo)通延長時(shí)間以減小損耗，也可添加死區(qū)來避免直通。

5 結(jié)論

本文通過對H 橋結(jié)構(gòu)的D 類開關(guān)放大器中功率晶體管非理想因素的分析，闡述了在高頻段時(shí)放大器電路中降低電路功率效率的四種損耗，為工程實(shí)踐提供了參考。

［1］N.O.Sokal.Switch－mode RF Power Amplifiers［M］.Elsevier Science ＆ Technology Rights Department in Oxford，2007.

［2］T.－ P.Hung，J.Rode，L.E.Larson，et al.H－Bridge Class－D Power Amplifiers for Digital Pulse Modulation Transmitters［J］.IEEE Int.MTT－ S Microw.Symp.Dig.，Jun，2007:1091－1094.

［3］T.－P.Hung，J.Rode，L.E.Larson，et al.Design of H－Bridge Class－ D Power Amplifiers for Digital Pulse Modulation Transmitters［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，Vol.55，No.12，December 2007.

［4］S.Clemente，B.R.Pelly，A.Isidori.Understanding HEXFET Switching Performance［G］.Application Note 947，Internet.Rectifier HEXFET Data Book，1985.

［5］M.F.Schlecht，L.F.Casey.A Comparison of the Square－ wave and Quasi－ resonant Topologies［J］.Proc.IEEE Appl.Power Electronics Conf.，Mar，1987:124－134.

［6］M.K.Kazimierczuk.RF Power Amplifiers ［M］.John Wiley and Sons，2008.