徐孟俠

（北京大學(xué) 電子學(xué)系，北京 100871）

巴西在2000年6月采納ISDB-T標(biāo)準(zhǔn)而未采納ATSC標(biāo)準(zhǔn)的原因之一是：ATSC不能提供移動電視接收業(yè)務(wù)。此后某些專家聲稱：在地面數(shù)字電視（DTT）傳輸技術(shù)中，只有采用正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)的多載波系統(tǒng)能實現(xiàn)移動接收，而僅有時間域處理的單載波系統(tǒng)則不能。但單載波系統(tǒng)實現(xiàn)移動接收這個技術(shù)難題，先后在中國和美國被破解：1）2002年12月，上海交通大學(xué)張文軍小組和原美國LINX Electronics公司（以下簡稱為LINX）合作研制的ADTB-T/OQAM單載波系統(tǒng)，在上海市中心演示720p HDTV的移動接收。2）2009年9月，ATSC批準(zhǔn)其移動電視的A/153標(biāo)準(zhǔn)（ATSC-MH；單載波系統(tǒng)）[1]。

本文是《地面數(shù)字電視單載波系統(tǒng)如何實現(xiàn)移動接收》[2]的續(xù)篇。在回顧DTT單載波系統(tǒng)實現(xiàn)移動電視接收的典型案例及單載波系統(tǒng)的新進(jìn)展后，補充討論接收端的一些時間域處理技術(shù)：1）從相位域（單位圓）和時間域（兩者看成可收縮和擴張的“半拉開彈簧”，其中每圈還有360°的相位域）分析主信號和單個“0 dB回波”的能量疊加后，C/N門限值可望下降約1.5～2.5 dB。2）對“同步碼捕獲/保持”提出的“部分序列法”縮短所需時間，作補充說明。3）對自適應(yīng)信道均衡器的卷積運算則提出“6 msb（最高有效位）/符號處理法”（替代原8比特/符號），以顯著節(jié)省運算資源和縮短運算時間，方便移動電視業(yè)務(wù)。

1 對單載波系統(tǒng)和多載波系統(tǒng)的回顧和討論

1.1 對DTT單載波系統(tǒng)和多載波系統(tǒng)的回顧

在DTT傳輸?shù)亩噍d波系統(tǒng)中利用OFDM處理回波，其技術(shù)簡潔，容易用軟硬件實現(xiàn)。

但此優(yōu)點中又隱含缺點。以DVB-T為例，2000年3月巴西測試報告：在樣機實驗室固定接收測試的5個回波模型中，DVB-T樣機的C/N門限值上升1.7～9.8 dB（見表1）；強回波信號的能量不僅沒有利用，反而當(dāng)作干擾。

表1 LINX在固定接收中對回波的測試結(jié)果

1.2 單載波系統(tǒng)利用時間域處理技術(shù)破解“0 dB回波”技術(shù)難題的回顧（2001—2012年）

2001年3月，筆者與LINX夏勁松進(jìn)行私人交流以來，單載波系統(tǒng)移動接收的成功演示有：

1）2002年12月，上海交大與LINX在上海市中心演示ADTB-T/OQAM單載波系統(tǒng)的720p HDTV移動接收，最高車速120 km/h。

2）2003年1月，上海交大與LINX在上海磁懸浮鐵路車廂內(nèi)演示ADTB-T的SDTV移動接收，最高車速達(dá)到461 km/h。

3）2003年4月，LINX在美國NAB年會報告（展臺還有現(xiàn)場演示）：用時間域處理技術(shù)破解ATSC（還有DVB-T）樣機在固定接收中處置“0 dB回波”的技術(shù)難題。對巴西C和D、修訂C和D的4個回波模型，C/N門限值下降1.8～3.9 dB（見表1）。

可見，LINX得到創(chuàng)新結(jié)果：從“門限值上升”變?yōu)椤伴T限值下降”（因而獲NAB2003創(chuàng)新大獎；實現(xiàn)筆者預(yù)期的約1.5～2.5 dB），但巴西模型A和B屬于弱回波，門限值仍有所上升；而模型E的結(jié)果還有待改善。

4）從“神舟五號”到“神舟九號”飛船的4次返回艙搜救活動中，上海交大歸琳分組使用的“圖像傳輸系統(tǒng)”就是以ADTB-T/OQAM單載波技術(shù)作為核心技術(shù)。該系統(tǒng)不僅逐次升級，每次都有電視實況轉(zhuǎn)播，而且“神九”的實況報道時間最長（約1.5 h）。

5）2007年1月至2008年3月，歸琳分組還與鐵路某單位合作，開展“高速鐵路移動電視系統(tǒng)（ADTB-R）”的研制[3]和多次現(xiàn)場實驗：上海郊區(qū)3個發(fā)射站，蘇州境內(nèi)6個發(fā)射站；節(jié)目源來自衛(wèi)星；在D字頭火車車廂接收；總距離約80 km，單程歷時約1.5 h；最高車速170 km/h；全程只有個別主觀不一定覺察的“中斷”。

6）2009年9月，上海交大小組管云峰報告：地面國標(biāo)C=1在上海市區(qū)主要街道（外環(huán)路以內(nèi)；東西和南北距離各約40 km的大面積覆蓋），實現(xiàn)移動電視接收的初步結(jié)果（見圖1）[4]。

采用的技術(shù)參數(shù)為：地面國標(biāo)C=1，4QAM，0.8 LDPC，PN595和M=720；其有效比特率10.396 Mbit/s。實驗結(jié)果是：接收成功率達(dá)98%（傳輸性能）。

7）2009年9月，ATSC批準(zhǔn)其移動電視標(biāo)準(zhǔn)A/153[1]（即ATSC-MH），而相應(yīng)的業(yè)務(wù)也已啟動（2007春夏已有較成熟技術(shù)）。

從上述案例可見：“單載波系統(tǒng)不能實現(xiàn)移動電視接收”這個技術(shù)難題已先后在中國和美國被破解。但在地面國標(biāo)C=1固定接收的樣機實驗室測試結(jié)果中，還未見到“門限值下降”的報道（類似表1的部分結(jié)果）。

1.3 DTT單載波系統(tǒng)技術(shù)性能的新進(jìn)展

1）2011年5月，上海某通信公司對5個相鄰8 MHz頻道（共40 MHz）寬帶電視激勵器（每頻道22 W）的測試結(jié)果：采用地面國標(biāo)C=1時，每頻道的“帶肩比”仍可滿足–36 dB的要求（見表2，與單個頻道相比已惡化，MER測試也有類似結(jié)果）。而采用地面國標(biāo)C=3780時，則會有2～3 dB的差距，達(dá)不到技術(shù)要求。

表2 地面國標(biāo)C=1的5個相鄰頻道測試

2）2011夏秋，廣西桂林某通信公司把“地面國標(biāo)C=1+AVS視頻編碼（專利費低廉，中國自主可控）+單臺寬帶電視發(fā)射機（不需配置價格昂貴的RF多工器）組建M-SFN”的成套系統(tǒng)技術(shù)（簡稱“C=1新DTT系統(tǒng)”），先后在斯里蘭卡和吉爾吉斯坦2個國家推廣應(yīng)用。其中M代表多個鄰近頻道（multiple adjacent channels；可以不全是相鄰的）。僅該公司一家從2009以來3年多時間在境內(nèi)已有一批案例[5]。

另一方面，從2009年秋起，歐洲已有“DVB-T2+MPEG-4/H.264視頻編碼（專利費較高）+多臺發(fā)射機（配置RF多工器）組建SFN”新系統(tǒng)（簡稱“T2新DTT系統(tǒng)”）的一些案例。

但由于“C=1新DTT系統(tǒng)（單載波）”的技術(shù)性能接近“T2新DTT系統(tǒng)（多載波）”，而價格低廉（考慮組建地區(qū)DTT覆蓋網(wǎng)絡(luò)），性能價格比較高；因而前者已成為后者在國際DTT市場的有力競爭對手[5]。

3）2012年3月，美國Charlie Rhodes從機頂盒的測試結(jié)果得出[6]：ATSC機頂盒中混頻器和自動增益控制（AGC）固有的非線性造成大功率ATSC信號的互調(diào)失真（inter-modulation）和交調(diào)失真（cross modulation），嚴(yán)重影響其上下鄰近頻道的ATSC或?qū)拵щ娦艠I(yè)務(wù)之正常接收。

報道的1例是：ATSC第45，47，51頻道的“三重拍頻（triplets）”，對第52，53，54頻道（上鄰近頻段A，B，C）的寬帶電信業(yè)務(wù)，將造成嚴(yán)重干擾：噪聲電平上升值〉15 dB。

而DTT多載波系統(tǒng)因其OFDM固有的正交性，導(dǎo)致大功率信號非線性對鄰近頻道的干擾，與ATSC單載波系統(tǒng)相比，是否將更為嚴(yán)重？

4）2012年4月，筆者在《地面國標(biāo)C=1將是DTT綠色（低碳）產(chǎn)業(yè)候選者》一文[5]中估計：在覆蓋范圍的邊緣地帶，地面國標(biāo)C=1的C/N門限值與C=3780相比，將低約4.5 dB。

2 DTT接收端時間域處理“0 dB回波”的基本原理和研究方法

2.1 回波、多徑和單頻網(wǎng)（SFN）

2.1.1 回波和多徑

回波（echo）是人類在聽覺領(lǐng)域（聲學(xué)）首先感知和探討的。這是從接收端角度分析的；DTT回波（無線電波）與之類似。但同一過程的另一描述方式則是多徑過程，是從傳輸物理過程角度分析的。這兩類分析方法密切關(guān)聯(lián)。

若再把DTT發(fā)送端的單個信號源擴展為多個（如組建SFN），還把接收端從單個擴展為多個，則對DTT傳輸全系統(tǒng)的討論將更有意義。

圖2是DTT傳輸中可能出現(xiàn)的回波情況[2]?；夭捎卸鄠€（滯后的和超前的），其幅度不同、時延不同、相位不同，而這正是從接收端角度分析的（時延t1〉0和t1〈0分別對應(yīng)滯后回波和超前回波）。

多徑過程若采用射線理論（不是波動理論），則可使用直線/曲線繪制其傳輸路徑，并因其直觀、通俗易懂而被普遍使用。

在優(yōu)先討論單個“0 dB回波”后，其原理可推廣到幅度≤0 dB的1～2個強回波（例如≥–3 dB）。

2.1.2 回波和單頻網(wǎng)（SFN）

DTT信號是寬帶信號（如帶寬8 MHz），而不是窄帶“單頻信號”。但若以其中心頻率把它看成單頻信號，則仍可使用射線理論描述其傳輸路徑。

單個DTT發(fā)射端在樓群密集的城市中心可有類似圖2的4個接收信號；但同樣的接收信號也可看成來自SFN的4個發(fā)射站，以不同幅度、時延和相位在接收端匯集。這就是單純從接收端角度分析較為簡潔的優(yōu)點（但只看結(jié)果，而不問發(fā)射源/傳輸過程）。

2.2 利用主信號和“0 dB回波”的能量疊加

筆者從“雙信號源-單天線接收”原理得到啟發(fā)：若把單個“0 dB滯后回波”的能量同主信號疊加（同相位、同幅度），則理論上可得3 dB增益（即C/N門限值下降3 dB）。

于是可先討論在主信號和單個“0 dB回波”條件下，對DTT接收端的同步碼的快速捕獲/保持過程。若兩者的能量能完全疊加，則“同步碼的捕獲/保持”過程將加強、加快。其原理和結(jié)論還可推廣到接收端的全部接收信號。

2.3 回波模型的提出

1999年到2000年春，巴西專家根據(jù)現(xiàn)場測試的結(jié)果提出5個“回波模型”，供實驗室測試使用。這對推動DTT技術(shù)的發(fā)展有著重要作用。

2011年10月，章理為等提出“簡化的3徑模型”[7]。其中“只考慮強度，不考慮相位”；對商用機頂盒進(jìn)行回波的實驗室測試；而且第3徑包含0，–1，–2，–3 dB等強回波（滯后或超前的）。結(jié)果獲得理論模型和測試結(jié)果的良好擬合。這對DTT回波研究有一定參考價值。

但該文把第3徑（還有第2徑）當(dāng)作干擾處理。因為，測試結(jié)果（門限值都上升）的規(guī)則性起伏，僅是干擾幅度的規(guī)則性起伏（以1 dB為階梯）。該文沒有考慮相位，而機頂盒的解調(diào)制技術(shù)又沒有利用回波的能量。

3 對移動電視接收一些技術(shù)的補充討論

3.1 單位圓上的過取樣相位和合成矢量

在接收端對接收信號采用過取樣技術(shù)，即采用頻率較高的本地時鐘，實現(xiàn)解調(diào)器中的高速時間域數(shù)字處理。若DTT傳輸?shù)挠行挒閒0，則其取樣符號率也是f0。于是，解調(diào)器的本地時鐘頻率f1可選為

式中：N=8，16，32，…。

地面國標(biāo)的有效帶寬f0=7.56 MHz。取N=16時，本地時鐘頻率f1=120.96 MHz。這時，單位圓可劃分為16個扇形區(qū)（扇形角360°/16=22.5°）。而靈活使用高速DSP/CPU（運算時鐘〉2 GHz，高于16倍f1）內(nèi)置的寄存器、堆棧和高速存儲器等的軟硬件特性，可實現(xiàn)本文討論的主要內(nèi)容。

從窄帶單頻信號出發(fā)，討論單位圓上矢量的相位和幅度，然后推廣到寬帶信號。

窄帶單頻信號可在圖3的單位圓上用矢量描述其相位（如僅考慮寬帶電視信號的中心頻率）。但同一現(xiàn)象也可從時間域/取樣符號域角度分析：把它看成是“半拉開的彈簧”（彈簧每圈看成時間域的1個取樣符號，而每圈還有360°的相位）而正或負(fù)的Doppler效應(yīng)，相當(dāng)“彈簧”的收縮或擴張。

圖3 主信號M和“0 dB回波”E的合成矢量R

圖3的單位圓上主信號M（窄帶單頻信號或?qū)拵щ娨曅盘柕闹行念l率信號）和單個0 dB回波E的合成矢量R，必定落入下述2個區(qū)域之一：

1）以2/3的概率落入右側(cè)±120度區(qū)域，R的幅度≥1單位：在右半圓內(nèi)（± 90°內(nèi)，50%概率）≥1.41單位；而在0°附近接近2單位。

2）以1/3概率落入左側(cè)虛線扇形區(qū)域。R的幅度〈1單位（180°時為0）。

3）從積分計算可得：合成矢量R的幅度平均值為4/π=1.273單位（與只有主信號M時平均值為0對比，顯著增強）。

若過取樣參數(shù)N=16，則圖3的單位圓可劃分為16個扇形區(qū)（圓心角為360°/16=22.5°）。于是，上面對360°的討論，可推廣到22.5°（±11.25°）的扇形區(qū)，而且有：

1）對窄帶單頻信號（如電視信號的中心頻率）在單位圓上的相位域的討論結(jié)果，可推廣到寬帶電視信號（如8 MHz帶寬）在取樣符號域的結(jié)果，如本地生成的“彈簧”與接收到的“彈簧”完全對齊（逐個取樣符號對齊）。

2）本地生成的信號只要稍作相位微調(diào)（通過鎖相環(huán)電路反饋到本地晶體振蕩器的電平實施），合成矢量R即以50%概率落入±11.25°/2=±5.625°的幅度≥1.41單位之增強區(qū)域。

3.2 “同步碼捕獲”的過程

以地面國標(biāo)C=1的數(shù)據(jù)幀頭PN595為例：

第一步，優(yōu)先解決接收端本地生成的PN595同步碼與接收到的比特流中PN595同步碼兩者間的“捕獲”（即取樣符號域及相位域的同步）。前者相當(dāng)圖3的主信號M，后者則相當(dāng)其“0 dB回波”E；而兩者的合成矢量R以50%概率落入±5.625°的幅度≥1.41單位之幅度增強區(qū)域（≥1.5 dB的增益，或本地時鐘的相位稍作微調(diào)，即滿足此條件）。

這樣，通過“逐個取樣符號的移位”（還有N=16的相位細(xì)分）進(jìn)行的符合（與）運算，可尋找符合累加值的“峰值”（最大等于595）。而后者可使反饋到鎖相環(huán)路的電平調(diào)整本地時鐘的頻率和相位，完成取樣符號的同步（載波恢復(fù)；即頻率相同）和相位同步（時鐘恢復(fù)，即合成矢量R為0°）。這一步同常規(guī)處理完全相同。

這時，接收到的取樣符號域的“彈簧”與本地生成的“彈簧”完全“對齊”；而且若前者發(fā)生微調(diào)時（如移動接收為時變信道），后者相應(yīng)地作微調(diào)，始終跟蹤而保持“對齊”。

第二步，在完成第一步后，接收端還要生成第2個本地PN595同步碼，通過取樣符號域的移位（還有N=16的相位細(xì)分），進(jìn)行類似第一步的符合運算。只有當(dāng)取樣符號域的移位達(dá)到時延為t1（假設(shè)回波是滯后的，t1〉0）時，則符合運算累加值可得第2個“峰值”（最大也等于595）。而把“0 dB回波”當(dāng)作干擾處理時，沒有這第二步。

綜合以上第一步和第二步的討論可看出：

1）在沒有考慮主信號PN595受到“0 dB回波”比特流內(nèi)除PN595以外的其他信息的干擾時，以及沒有考慮“0 dB回波”PN595受到主信號比特流內(nèi)除PN595以外的其他信息的干擾時，除了第一步的“最大峰值”（595）以外，還新增第2個“最大峰值”（595）；兩者合計最大為1190。

2）考慮上述2類“干擾”時，每個取樣符號的幅度將乘2或等于0的概率各約50%；其平均結(jié)果是，符合累加值合計的最大值仍接近1190（與單個595相比，接近翻一番）。

于是，由符合累加值導(dǎo)致從鎖相環(huán)電路反饋到晶體振蕩器的電平，將接近翻一番，因而加強、加快“捕獲過程”。反之，若把“0 dB回波”當(dāng)作干擾處理，則必定延遲這個捕獲過程！

此外，從PN595同步碼的幅度來看，可有：

1）若“0 dB回波”E的相位接近主信號M的相位（即合成矢量R的相位接近0°），則合成矢量R的幅度接近翻一番，可使PN595同步碼的接收門限值下降近3 dB（理論值，工程值可望下降約2.5 dB）。

2）當(dāng)N=16時，兩者的合成矢量R以50%概率落入±5.625°的幅度≥1.41單位之幅度增強區(qū)域（≥1.5 dB的增益，或本地時鐘稍作相位微調(diào)，可即滿足此條件）。

總之，由于充分利用“0 dB回波”的能量，PN595同步碼的“捕獲過程”（以及相應(yīng)的“保持過程”）得到加強、加快（門限工程值可望下降1.5～2.5 dB）。而此結(jié)論還可推廣到整個接收端的門限值。

3.3 “部分序列法”

PN595碼的捕獲/保持過程若采用DSP/CPU進(jìn)行符合運算，有兩方面不足：1）位總數(shù)（如595）稍大，不利于DSP/CPU中的16/32/64/128位運算。2）符合累加值的“峰值”也稍大（與噪聲或干擾相比），運算資源有點“浪費”。

為此，2008年3月夏勁松對ATSC場同步碼PN511的捕獲/保持，提出32 bit的“部分序列法”[8-9]，以保證捕獲/保持過程的快捷。

可補充的是：該文主要說明原理。但ATSC還有PN63的設(shè)計，部分序列法選取64 bit是否更為有效？

《地面數(shù)字電視單載波系統(tǒng)如何實現(xiàn)移動接收》[2]第5節(jié)指出：在移動速度為400 km/h（如國內(nèi)高架鐵路）時，相位域的偏移微不足道?！暗矣媒邮諜C的廉價晶體振蕩器的頻率與額定頻率相比，可有±0.01%的精度偏差”。相當(dāng)于某種“偽Doppler頻率偏置”。

例如ATSC場同步PN511的符合運算中，這個容許偏差相當(dāng)于±0.01%×511 bit= ±0.0511 bit。

此數(shù)值代表PN511的“首位”和“尾位”的取樣符號差，其絕對值并不大。但此偏置數(shù)值在連續(xù)幾次捕獲（保持的要求）時，將積累而增大。

以ATSC的2個場同步碼PN511之間的符號數(shù)（即場同步的周期）=832×313=2.604 E+5為例，此數(shù)值的±0.01%相當(dāng)±26個取樣符號的偏置。若要求“4次捕獲而完成保持”，則此偏置值將增為±104個取樣符號，再考慮相位沒有對齊和誤碼等因素，這樣的偏置對“符合累加值”的影響已“舉足輕重”。

而采用部分序列法則可徹底避免這種不利后果。因為，它縮短了取樣符號總位數(shù)，偏置累加值也相應(yīng)減??；而只要保持符合累加值仍具有尖銳的“峰值”特性。

而地面國標(biāo)PN420，PN595或PN945由于其數(shù)據(jù)幀的絕對時間較短，并沒有ATSC場同步碼PN511在“捕獲/保持”過程中的偏置累積問題！

地面國標(biāo)PN595數(shù)據(jù)幀的取樣符號數(shù)為595+3780=4375。數(shù)據(jù)幀的周期為（4375/7.56）μs。若“保持”過程要求4次捕獲成功，則“捕獲/保持過程”所需時間稍大于（4375/7.56）μs ×4≈2.3 ms。

采用部分序列法為64 bit時（方便在DSP/CPU中運算），4375/64=68.36個部分序列。而±0.01%的偏置為±0.01%×4375=±4.375符號；相當(dāng)±4.375/64=0.068個部分序列的偏置。也就是說，68.36這個數(shù)值由于偏置而使其實際數(shù)值可能處于 68.29（“彈簧收縮”）～68.40（“彈簧擴張”）之間。

于是，在第1次捕獲后，可在第69次運算中完成第2次捕獲。而這個數(shù)值小數(shù)點后的“零頭”在取N=16時，可由1/16=0.0625得到處置（細(xì)節(jié)從略）。

為此，可設(shè)計取樣符號的“時間序號n（j）”之計數(shù)器j（正整數(shù)），并記錄“同步碼符合”時的n（j）。例如，第1次符合成功，記為n（1）；而第69次符合成功，則記為n（69）（對“零頭”部分的討論從略）。

而從j的數(shù)值大小（包括“零頭”，收縮或擴張）可直接判斷：1）Doppler效應(yīng)是正的還是負(fù)的。2）主信號和“0 dB滯后回波”的先后邏輯順序（前者的j小于后者的j）。3）還可得出滯后回波的時延t1的數(shù)值。

若滯后的“0 dB回波”緊接著主信號后面（沒有交叉），則t1的最小值t1-min=（64/7.56）μs=8.46 μs（64個取樣符號的時間），但可以有交叉（討論從略）。

3.4 自適應(yīng)信道均衡器和單頻網(wǎng)（SFN）

3.4.1 自適應(yīng)信道均衡器的“訓(xùn)練”和卷積運算

假設(shè)從PN595同步碼的捕獲/保持過程中，已知有單個滯后的“0 dB回波”，其時延為t1。而接收端信道自適應(yīng)均衡器的“卷積運算”簡化框圖見圖4。

圖4 自適應(yīng)信道均衡器的訓(xùn)練和卷積運算

在沒有“0 dB回波”時，自適應(yīng)信道均衡器（FIR濾波器）的脈沖樣值響應(yīng)IP-1如圖5a；其分支（tap）數(shù)為L，長度為2L+1，幅度為1的單峰值在中間。

修改為雙峰值的脈沖樣值響應(yīng)IP-2

有單個滯后的“0 dB回波”（時延t1〉0）時，IP-1需要修改成IP-2如圖5b；其部分特性可從IP-1中“截取”（對比圖5a和5b），長度為2L+2，幅度為1的雙峰值（分別對應(yīng)主信號M和“0 dB回波”E兩者的PN595幀頭）。

于是自適應(yīng)信道均衡器的卷積運算過程是：

第一步，采用已知的雙PN595同步碼（有時延t1）對雙峰值的IP-2特性進(jìn)行“訓(xùn)練”（原常規(guī)過程中只有單個PN595碼對IP-1特性進(jìn)行“訓(xùn)練”）。此“訓(xùn)練”的判據(jù)之一是：PN595碼卷積輸出為最大值（≤1190）。而逐個調(diào)整IP-2的各系數(shù)，需要多次疊代運算。

第二步，第一步獲得的經(jīng)過訓(xùn)練的脈沖樣值響應(yīng)IP-2，對整個接收到的取樣符號比特流進(jìn)行卷積運算，其輸出為單個PN595為數(shù)據(jù)幀頭的數(shù)據(jù)幀。下一步，每個輸出取樣符號值再進(jìn)行常規(guī)的解交織和LDPC糾錯解碼的處理（從略）。

若主信號M與單個“0 dB回波”同幅度和同相位（或合成矢量R的相位接近0度），則整個卷積輸出的信號幅度將接近翻一番；與沒有“0 dB回波”時相比，將有3 dB增益（理論值；工程值可望有2.5 dB）。而若M與E的相位落入±5.625°的幅度≥1.41單位的“幅度增強”區(qū)域，則也可望有≥1.5 dB的增益。

可見，充分利用單個“0 dB回波”的能量，接收端的整體門限值可望下降1.5～2.5 dB，而不是上升。

3.4.2 自適應(yīng)信道均衡器與最大時延tmax

如何依據(jù)通信理論設(shè)計自適應(yīng)信道均衡器（FIR數(shù)字濾波器）不是本文討論的內(nèi)容，但它的長度與t1的最大時延tmax有關(guān)。

在卷積運算中FIR濾波器有定義的范圍是

式中：取樣率f0的單位為MHz（地面國標(biāo)f0=7.56 MHz），而tmax的單位為μs。

若考慮回波的最大時延tmax約200 μs，則L≥3024。而地面國標(biāo)的有效信息為3744個取樣符號，則L=3744將是較好的選項。對應(yīng)的tmax≤（（3744/7.56）/2）μs=247.6 μs。

于是，在組建DTT單頻網(wǎng)（SFN）時，各發(fā)射站之間的距離，就與(L/2)·f0參數(shù)有關(guān)（它依賴于接收端處理“0 dB回波”的時間域技術(shù)）；而與多載波系統(tǒng)OFDM的保護間隔理論無關(guān)。

3.5 “6 msb/符號處理法”可顯著節(jié)省信道自適應(yīng)均衡器的運算資源

信道自適應(yīng)均衡器的運算是解調(diào)過程中運算量最大的部分。而節(jié)省其運算資源的對策有（對于移動電視業(yè)務(wù)特別重要）：

1）采用非線性數(shù)字濾波器替代線性數(shù)字濾波器，加快收斂過程（已采用整數(shù)運算，替代浮點運算）。

2）采用“6 msb/符號處理法”：若音頻和視頻的精度要求8 bit，則信道每取樣符號的精度在常規(guī)處理中一般也要求是8 bit精度。然而，接收到每個取樣符號的8 bit中第7和8位之精度分別是1/128和1/256，相當(dāng)–21 dB和–24 dB；其數(shù)值已是噪聲或弱回波干擾的量級。若進(jìn)行10 bit精度的運算，顯然會把大量運算資源用于第7位和第8位的噪聲和弱回波的處理中（又不利于DSP/CPU中的8/16/32/64位運算），效率較低。本文提出，對接收到的每個取樣符號只對其6 msb（最高有效位）進(jìn)行自適應(yīng)信道均衡器的卷積運算；而對后2 lsb（least significant bit，最低有效位）則可用4路運算替代之（窮盡的00，01，10和11）。而從LDPC糾錯解碼給出的附加信息可知：這4路運算中必有1路是正確的解碼。

3）此外，6 msb中出現(xiàn)1位誤碼的概率等于1/6=0.1667（〈0.2）。因而采用0.8 LDPC可滿足信道糾錯的需求。這就從原理上說明：1.2節(jié)案例6）管云峰報告[4]中，對地面國標(biāo)C=1的移動電視接收業(yè)務(wù)，采用R=0.8 LDPC的理論依據(jù)。

對比DVB-T移動電視采用R=0.5糾錯率和GI=1/4，以及地面國標(biāo)C=3780移動電視采用R=0.4和GI=1/4，可看出：兩者的糾錯原理與本文原理是根本不同的。

此外，“7 msb處理法”不需再討論；而“5 msb或4 msb/符號處理法”則有待探討（文獻(xiàn)[2]中已提出“抓住強信號，舍棄弱信號”的原理）。

4 簡短小結(jié)

1）本文補充討論《地面數(shù)字電視單載波系統(tǒng)如何實現(xiàn)移動接收》[2]中的部分內(nèi)容；包括在相位域和時間域中討論主信號和單個“0 dB回波”的合成矢量的特性、“部分序列法”和自適應(yīng)信道均衡器中的“6 msb/符號處理法”等。特別是：充分利用單個“0 dB回波”的能量獲得的好處有：（1）縮短同步碼捕獲/保持的時間；（2）C/N門限值可望下降1.5～2.5 dB。其適用范圍可能是1～2個強回波信號，最好是單個0 dB回波，優(yōu)先考慮≥–3 dB的回波。而幅度〈–6 dB的回波，本文方法可能“得不償失”。

2）“單載波系統(tǒng)實現(xiàn)DTT移動電視接收”這個技術(shù)難題，從2002年在中國上海被破解算起，到美國ATSC開始籌備A/153標(biāo)準(zhǔn)為止，前后歷時約5年，并在中國已有一批典型案例。

3）本文有關(guān)內(nèi)容同筆者已發(fā)表的文章[2，10]一樣，既可用于地面數(shù)字電視（DTT）傳輸?shù)膯屋d波系統(tǒng)（如ATSC，地面國標(biāo)C=1和ATSC-MH），也可用于DTT多載波系統(tǒng)（如 DVB-T，ISDB-T，地面國標(biāo) C=3780和DVB-T2），它們既可用于DTT移動接收，更可用于其固定接收。

4）筆者希望中青年專家在DTT接收端的時間域處理方面，繼續(xù)進(jìn)行研究和開發(fā)，構(gòu)成一定的理論體系，把已成熟的內(nèi)容列入專業(yè)課程和教科書。

5）單載波系統(tǒng)的在中國的“接力棒”：1）2001年3月—2006年8月（第一棒），SJTU/LINX合作的ADTB-T/OQAM單載波系統(tǒng)；2）2006年8月—2011年11月（第二棒），地面國標(biāo)的制定和“C=1新DTT系統(tǒng)”的推廣應(yīng)用；3）2011年11月11日起（FoBTV宣言）[12]（第三棒），單載波系統(tǒng)在FoBTV制定的DTT傳輸3.0版中是否還有“一席之地”？

致謝：筆者感謝上海交大張文軍小組（包括夏平建、歸琳、楊亮、管云峰和孫軍）以及夏勁松和李文華（原LINX Electronics，現(xiàn)上海某通信公司）多年來的技術(shù)交流。

[1]ATSC A/153,ATSC-mobile DTV standard,Part 1–ATSC mobile digital television system[S].2011.

[2]徐孟俠.地面數(shù)字電視單載波系統(tǒng)如何實現(xiàn)移動電視接收[J].電視技術(shù)，2010，34（7）：8-11。

[3]陸靖侃，馬文峰.鐵路電視單頻網(wǎng)信道簡化模型覆蓋設(shè)計[J].電視技術(shù)，2011，35（8）：35-38。

[4]管云峰.國標(biāo)移動性能對比[R].北京：中國電子學(xué)會消費電子分會，2009.

[5]徐孟俠.大陸地面數(shù)字電視廣播技術(shù)介紹（紀(jì)念辛亥革命百周年與臺灣友人筆談）[EB/OL].(2011-10-28)[2012-01-28].http://www.ratiog.org.

[6]RHODES C.Future spectrum demands will impact DTV and GPS receiver designs[J].IEEE Trans.Consumer Electronics,2012，58（1）：8-14.

[7]章理為，萬戈，邸娜，等.地面數(shù)字電視單頻網(wǎng)多徑模型研究與性能預(yù)測[J].電視技術(shù)，2011，35（10）：21-24.

[8]XIA Jingsong.A carrier recovery approach for ATSC receivers[J].IEEE Trans.Broadcasting，2008，54（1）：131-139.

[9]XIA Jingsong.A novel clock recovery scheme for ATSC receivers[J].IEEE Trans.Broadcasting，2008，54（2）：276-282.

[10]徐孟俠.ATSC和DVB-T固定接收時的回波處理性能對比[J].電視技術(shù)，2010，34（1）：7-10.