GPS傳輸過程中信號電平非常低，地面用戶接收到的GPS信號功率約為-160 dBW，很容易受到各種有意或無意信號的干擾[1]。按干擾的頻譜寬度相對于擴頻信號帶寬的大小，可分為寬帶干擾和窄帶干擾。窄帶干擾產生容易，功率譜密度高，幾個窄帶干擾就可覆蓋一定的寬度，所以相對于寬帶壓制性干擾而言，窄帶干擾更有利于干擾GPS通信。

頻域抑制的方法能夠很好地抑制窄帶干擾。由于GPS信號的擴頻特性，信號功率要遠遠低于噪聲功率，期望信號的頻譜在頻域上為平坦的白噪聲特性。當存在窄帶干擾信號的時候，在干擾的頻域就會出現比較高的頻域特性，這樣就可以在頻域采用相應的方法進行干擾抑制。文中提出了一種基于FPGA的重疊FFT頻域窄帶干擾抑制算法的實現方案。測試結果表明，該方案對于窄帶干擾具有較好的抑制作用。

1 重疊FFT頻域抑制窄帶干擾的原理

重疊FFT頻域干擾抑制算法的原理是窄帶干擾相對于擴頻信號能量集中在很窄的頻帶內，在頻域上表現為很窄的尖峰，因此可先將混合信號變換到頻域，檢測出干擾的頻譜位置，將這些譜線置零或進行衰減，最后反變換到時域進行解擴[2]。重疊FFT頻域抑制窄帶干擾的原理如圖1所示。

圖1 頻域抑制窄帶干擾流程圖Fig.1 Flow chart of NBI suppression in the frequency domain

1.1 加窗處理

實際信號是無限長的，因此數據截斷不可避免。由于數據截斷的影響，用FFT方法估計的信號存在頻譜泄露。在不加窗（相當于加矩形窗）的情況下，離散傅里葉變換的第一旁瓣只有-13 dB，存在嚴重的頻譜泄露。通常采用對分段數據加窗的方法減小頻譜泄露。從時域來看，加窗本質上是對輸入數據進行加權處理，窗函數從中心向兩端逐步衰減，保證了數據段兩端的平滑，從而減小頻譜泄露。然而加窗卻會使輸入信號產生畸變，從而帶來額外的信噪比損耗[2]。重疊加窗可以減小信噪比損耗，重疊的比例越大，加窗損耗就越小。但是重疊比例增大意味著計算量增大。實際中重疊比例的選擇取決于硬件條件和性能要求。本方案采用1/2重疊。

1.2 數據輸出

時域上窗函數從中間向兩端逐漸衰減，越靠近兩端，衰減越嚴重，引起的信號畸變越大，從而帶來的信噪比損耗越大。在兩路加窗數據合成時采用相加輸出的方法，即將兩路數據的重疊部分相加作為最終輸出，這樣相對于傳統(tǒng)的選擇輸出方法可以進一步減小信噪比損失[3]。

1.3 門限檢測

在重疊加窗的結構下，可以采用多種頻域干擾消除技術。目前常用的窄帶干擾抑制算法有K譜線法、N-sigma算法、最大似然法、自適應多門限檢測算法。前3種算法在沒有窄帶干擾存在時能夠對信號功率正確估計，可以保證不會抑制有用信號。但是當存在窄帶干擾時，接收信號不滿足高斯分布，需要適當調整門限。如果門限調整不合適，就會對有用信號抑制過度，或者干擾抑制不足，無法達到預期的效果。多門限檢測算法[4]可以克服上述不足，該算法步驟如下：

1）對N根譜線的模平方求取均值，作1/λ為的估計值。

2）求8/λ。

3）對N根譜線進行統(tǒng)計，若有模平方超過8/λ的譜線則認為其中存在著窄帶干擾可以將其置零。

4）返回1）注意是對所有未歸零的譜線求取平均值，已歸零譜線不計算在內。重復以上過程直到沒有超過門限的譜線。

2 窄帶干擾抑制算法的FPGA實現

窄帶抑制算法在Xilinx公司的Virtex5芯片上實現。Virtex5具有資源豐富，運算速度快的優(yōu)點。所用的描述語言為verilog HDL，整個窄帶抑制部分包括win1024，fft_fifio，FFT1024，jam_reover，IFFT1024，fft_fifo2等模塊，分為上下兩個支路。輸入信號為經過A/D采樣和數字下變頻處理的GPS信號。程序設計如圖2所示。硬件實現平臺如圖3所示。

圖2 程序設計框圖Fig.2 Block diagram for programming

圖3 硬件實物圖Fig.3 Actual photo of hardware

2.1 重疊加窗的實現

win1024是存儲深度為1 024的rom，用于存儲加窗系數，窗函數為Blackman窗。Blackman窗函數的旁瓣抑制效果較好[5]，其旁瓣抑制可以達到-57 dB。N/2延遲通過啟動信號start1、start2來完成，start1、start2均為高有效。start1、start2分別通過兩個計數器st1_cnt、cnt控制。計數器時鐘均為10M。計數器st1_cnt加到512時，start_1置1。 在此之后，cnt開始計數。當cnt也計到512時，start_2置1。 start_1與start_2相差512個時鐘周期，實現了上下支路的重疊加窗。

2.2 FIFO的作用

fft_fifo1和fft_fifo2作用是實現跨時鐘域的數據轉換以及數據緩存。如圖2所示，信號流經了若干個時鐘域（10 MHz和200 MHz）。為了避免異步時鐘域產生錯誤的采樣電平，使用FIFO緩存的方法完成異步時鐘域的數據轉換。

2.3 傅里葉變換的實現

FFT1024和IFFT1024使用IP核XFFT （Xilinx Fast Fourier Transform）v7.1，該模塊可以計算正向及逆向復數定點或浮點型FFT，并且可以實時配置。XFFT支持4種結構：

1）Pipelined，Streaming I/O：允許連續(xù)的數據處理，速度快，缺點是占用資源大；

2）Radix－4，Burst I/O，數據與計算分別進行，占用資源較少；

3）Radix－2，Burst I/O，與Radix－4相仿，但是占用的資源更少；

4）Radix－2 Lite，Burst I/O，該結構占用資源最少，但是速度也最慢。

設計中采用了Radix－2，Burst I/O模式。這種模式速度較快，資源占用較少。

2.4 干擾判決及抑制的實現

2.5 數據輸出

對于上支路，fft_fifo2的寫入的是地址為512及其以后的數據。對于下支路，fft_fifo2的fifo2_we就是IFFT1024的ifft_dv。即IFFT1024只要一有輸出，就立即寫入到fft_fifo2中。這樣就實現了上下兩支路的重疊部分相加作為最終輸出。

3 測試結果

采用注入式測試的方法，對窄帶干擾抑制信號處理板的抗干擾性能進行測試。測試框圖如圖4所示。

圖4 測試框圖Fig.4 Block diagram for test

信號源注入窄帶干擾信號，經功分器送到數字信號處理板?？刂崎_關用來控制數字信號處理板是否工作，以比較窄帶干擾抑制效果。用頻譜儀記錄窄帶干擾抑制前和窄帶干擾抑制后兩種情況下自適應信號處理模塊輸出的干擾信號功率。測試儀器為R&S公司的FSP－40頻譜分析儀。測試結果如圖5和圖6所示。

圖5 點頻干擾抑制效果對比圖Fig.5 Spectrum of narrowband interference suppression effect comparison

圖6 200kHz干擾抑制效果對比圖Fig.6 Spectrum of 200kHz interference suppression effect comparison

圖5（a）為5個點頻窄帶干擾的頻譜，圖5（b）為窄帶干擾抑制后的頻譜。圖6（a）為200 kHz干擾的頻譜，圖6（b）為窄帶干擾抑制后的頻譜。從測試結果可以看出，多個點頻的窄帶干擾和部分頻帶干擾都得到了很好的抑制，輸出信號的信干比大大提高。

4 結束語

文中提出了一種應用于GPS接收機[6－7]的窄帶干擾抑制算法的實現方案，該方案以FPGA為實現平臺。實驗結果表明，該方案可以為GPS接收機提供至少60 dB的抗窄帶干擾能力。與傳統(tǒng)窄帶干擾方法相比，收斂速度和信噪比損耗均得到了改善。

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