時(shí)金林，沈錦飛

(江南大學(xué)物聯(lián)網(wǎng)工程學(xué)院，江蘇無錫214122)

LED照明是近些年來發(fā)展尤為迅速的新能源產(chǎn)業(yè)。而應(yīng)節(jié)能環(huán)保以及電網(wǎng)低污染的要求，針對(duì)傳統(tǒng)LED驅(qū)動(dòng)電源轉(zhuǎn)換效率及功率因數(shù)不高的問題［1］，引入了以SSL4101T芯片為控制核心的兩級(jí)APFC電路驅(qū)動(dòng)電源，其輸入網(wǎng)側(cè)THD低、PF值高，且輸入電壓范圍較寬，因而適用于各種中小功率范圍［2-3］。SSL4101T控制芯片集成了功率因數(shù)校正控制器和反激控制器，兩個(gè)控制器皆能夠使得對(duì)應(yīng)級(jí)電路中的開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)波谷/零電壓切換即準(zhǔn)諧振運(yùn)行，電源主電路的開關(guān)損耗達(dá)到最小化;此外芯片內(nèi)部也配置了各種檢測保護(hù)功能電路;芯片外圍系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單。基于該款芯片的兩級(jí)Boost-Flyback電路設(shè)計(jì)，使得LED驅(qū)動(dòng)電源變得更高效可靠。

1 Boost與Flyback拓?fù)浜喗?/h2>

圖1(a)(b)分別對(duì)應(yīng)兩級(jí)APFC電路中前級(jí)Boost與后級(jí)Flyback變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［4］。其中，Uin為市電經(jīng)過不控整流與高頻濾波之后得到的脈動(dòng)直流電壓;U1作為Boost電路的輸出電壓，同時(shí)也是Flyback電路的輸入電壓，以此實(shí)現(xiàn)兩級(jí)電路間的銜接;Uout表示兩級(jí)電路的最終輸出電壓。

圖1 兩級(jí)APFC電路拓?fù)浣M成結(jié)構(gòu)Fig.1 Topology structure of bipolar APFC circuit

由于變換電路工作于高頻開關(guān)狀態(tài)下，因此分析單個(gè)或數(shù)個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的工作狀態(tài)時(shí)，輸入側(cè)電壓Uin可以視為恒定直流電壓。Boost電路除升壓作用以外，也具有較好的功率因數(shù)校正(PFC)功能［5-6］。本電源的前后級(jí)電路都設(shè)計(jì)成臨界導(dǎo)通工作模式(BCM)，圖2(a)對(duì)應(yīng)Boost電路的各關(guān)鍵理論工作波形，ugs1、uds1為Q1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與電壓應(yīng)力;iL為升壓電感通過的電流;uD1為二極管的耐壓。圖2(b)為Flyback電路的相關(guān)理論工作波形，ugs2、uds2及ids2為Q2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與電壓電流應(yīng)力，uD2為輸出側(cè)整流二極管的耐壓。依據(jù)此工作模態(tài)設(shè)計(jì)電路。

圖2 兩級(jí)電路理論工作波形Fig.2 Theoretical waveform s of bipolar APFC circuit

2 主電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

圖3示出了以SSL4101T控制芯片為核心的兩級(jí) Boost-Flyback 電源電路結(jié)構(gòu)［7］。SSL4101T 是NXP公司的Green ChipⅢ+開關(guān)電源控制芯片，該芯片有16個(gè)引腳，內(nèi)置相互獨(dú)立的Boost控制器與Flyback控制器，集成度高。

圖3 主電路原理結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Main circuit princip lechart

系統(tǒng)上電之初，芯片VINSENSE引腳7檢測到有輸入電壓之后，Vcc引腳1上的電容便通過來自HV引腳16上的高電壓充電。當(dāng)至啟動(dòng)電壓且Flyback變換器的輸出電壓達(dá)至額定輸出電壓之后，芯片供電將由輔助繞組提供。而一旦Flyback變換器啟動(dòng)，F(xiàn)BCTRL引腳3電壓就會(huì)被檢測。

3 主電路元器件參數(shù)選型設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)制作輸出功率100 W，輸出電流350 mA，效率指標(biāo)為0.92的兩級(jí)式開關(guān)電源，重點(diǎn)對(duì)電路中的關(guān)鍵元器件進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)與型號(hào)選擇。

3.1 Boost拓?fù)潆娐吩O(shè)計(jì)

如圖4所示，Boost級(jí)PFC升壓電路中有4個(gè)點(diǎn)連接至芯片內(nèi)部，電路將工作于臨界導(dǎo)通準(zhǔn)諧振模式。其中，升壓電感L1中輔助繞組上的PFCAUX引腳8對(duì)升壓電感的電壓信號(hào)進(jìn)行去磁過零檢測，以確保通過芯片的波谷檢測使得功率管能夠在波谷進(jìn)行零電壓開關(guān)(ZVS)切換，減少開關(guān)損耗與EMI，該引腳與繞組之間需串入電阻，防止因過大的應(yīng)力導(dǎo)致芯片燒壞，可設(shè)置R1=5 kΩ;PFCDRV引腳12為開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的輸入端口;由R6、C3構(gòu)成的RC網(wǎng)絡(luò)通過PFCSNS引腳11能夠?qū)崿F(xiàn)該級(jí)電路的軟啟動(dòng)及軟關(guān)斷，此外由R7檢測到開關(guān)管的電流，當(dāng)出現(xiàn)過電流時(shí)會(huì)關(guān)斷驅(qū)動(dòng);VOSNS引腳9檢測端口主要實(shí)現(xiàn)該級(jí)電路輸出的過壓保護(hù)以及開路、短路保護(hù)，調(diào)節(jié)R8實(shí)現(xiàn)不同的電壓輸出。本電源設(shè)計(jì)中設(shè)定前級(jí)輸出直流電壓U1=400 V。

圖4 前級(jí)Boost PFC電路設(shè)計(jì)Fig.4 Design of preceding stage Boost PFC circu it

開關(guān)管Q1導(dǎo)通階段，Uin全部加在電感L1上，其電流線性增加，二極管D1截止。令開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖的占空比為D1，開關(guān)頻率為f1，至開關(guān)管關(guān)斷瞬間，電感電流iL1達(dá)到峰值iL1－max。此階段有

開關(guān)管Q1關(guān)斷后iL1通過二級(jí)管D1向輸出側(cè)流動(dòng)，電源和電感向輸出側(cè)提供能量，電感電流iL1線性下降至0，此階段對(duì)于升壓電感有電流增減相等，故電壓增益U1/Uin=1/(1－D1)。

若網(wǎng)側(cè)輸入電壓電流有效值分別為Vac、Iac，輸入功率為Pin，則綜合輸入側(cè)的整流濾波電路后可以得出，進(jìn)而計(jì)算升壓電感

開關(guān)管以及二極管的最大電壓應(yīng)力為:

3.2 Flyback拓?fù)潆娐吩O(shè)計(jì)

電源后級(jí)Flyback變換器電路如圖5所示，其輸出側(cè)采用了倍壓半波整流結(jié)構(gòu)。

圖5 后級(jí)Flyback電路設(shè)計(jì)Fig.5 Design of backward stage Flyback circuit

該級(jí)電路原邊繞組中的HV引腳16會(huì)對(duì)電壓信號(hào)過零檢測而使得開關(guān)管Q2波谷/零電壓開通。原邊電流峰值ip-max直接決定了功率輸出量Po，而開關(guān)管的工作頻率f2也伴隨輸出功率Po大小產(chǎn)生變化，具體f2—Po曲線如圖6所示。

圖6 Flyback運(yùn)行模式f2—P o曲線Fig.6 f2—P o curve of Flyback operation m odes

可以看出，后級(jí)的輸出功率也對(duì)前級(jí)PFC電路有影響，小功率輸出即原邊電流較小時(shí)，PFC電路不再工作。作者研究的電源處于“PFC on”以及準(zhǔn)諧振模式下。芯片由FBSNS引腳10與FBCTRL引腳3的檢測，進(jìn)而確定后級(jí)電路將工作于何種模式下，該引腳也將對(duì)原邊過電流檢測，從而觸發(fā)相應(yīng)的保護(hù)動(dòng)作。FBDRV引腳13產(chǎn)生Flyback級(jí)開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，通過FBAUX引腳4實(shí)現(xiàn)對(duì)電路去磁以及輸出過壓、過功率檢測。

開關(guān)管Q2開通時(shí)，電壓U1加在原邊繞組Wp上，副邊整流二極管D6、D7截止，負(fù)載由濾波電容C6、C7提供。此階段Wp等同于電感LWp，其電流ip與磁通Φ都線性增加，至開關(guān)管關(guān)斷瞬間時(shí)ip到達(dá)峰值ip-max，存在關(guān)系

式(7)中，D2代表后級(jí)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖占空比，此階段中繞組線圈磁通變化量

開關(guān)管Q2關(guān)斷后，原邊開路且副邊繞組的感應(yīng)電勢反向，此時(shí)二極管D2導(dǎo)通，副邊繞組Ws向負(fù)載提供能量，此階段Ws也等同為一個(gè)電感LWs，副邊繞組電流is及磁通Φ從最大值線性下降至0時(shí)，此階段結(jié)束。

變壓器充磁與去磁量相等ΔΦ+=ΔΦ－，得

以上過程中，開關(guān)管的峰值電壓為

副邊整流二極管承受最大反向電壓

式(13)中n為匝比，Vp-spk、Vs-spk為原副邊尖峰電壓。

3.3 Flyback高頻變壓器設(shè)計(jì)

已知開關(guān)電源輸出功率為Po，F(xiàn)lyback原邊工作頻率為 f2，開關(guān)管最大占空比為 D2-max［8］。

3.3.1 磁芯選擇 磁芯材料選擇MnZn鐵氧體，Ac表示磁芯截面，其最大磁通密度Bm，Ui-max、Ui-min分別代表原邊最大和最小輸入電壓。

3.3.2 原副邊繞組匝數(shù)計(jì)算 令原邊對(duì)副邊的反射電壓為Vset，則原副邊的匝比為n=Ui/Vset，當(dāng)輸入電壓Ui=Ui-min且負(fù)載最大時(shí)，占空比D=Dmax，得原邊匝數(shù)

故而副邊繞組匝數(shù)Ns=Np/n。

3.3.3 原邊繞組峰值電流ip-max及感量Lp計(jì)算

3.4 功率元器件參數(shù)計(jì)算與選型

變壓器的效率指標(biāo)擬定為0.98，將設(shè)計(jì)指標(biāo)帶入以上公式(1)—(16)，可以得到以下結(jié)果:

Boost電路電感L1=463μH，經(jīng)權(quán)衡以400μH感量繞制;開關(guān)管應(yīng)力 uds1-max=400 V，ids1-max=iD1-max=3.4 A，二極管電壓應(yīng)力 uD1-max=400 V，故Boost PFC級(jí)電路開關(guān)管選TK13A60D型MOSFET，其最高耐壓600 V，最大導(dǎo)通電流13 A;二極管選擇MUR460;C1選擇100μF/500 V的鋁電解電容。Flyback電路中變壓器原邊感量Lp=750μH，原邊匝數(shù)為45匝，副邊為兩個(gè)繞組并聯(lián)輸出，各繞49匝;開關(guān)管的電壓電流應(yīng)力 uds1-max=608.3 V，ids1-max=0.43 A，整流管最高電壓uD6-max=uD7-max=282.2 V，故選擇8N80L型號(hào)MOSFET，其最大導(dǎo)通電流為8 A，最高耐壓800 V，兩個(gè)整流二極管選擇HER308，C6與C7是33μF/200 V的鋁電解電容。

4 雙環(huán)控制器設(shè)計(jì)

圖7為雙環(huán)控制器結(jié)構(gòu)圖。反饋回路采用兩個(gè)回路，一個(gè)是電流環(huán)，控制輸出電流，使之在輸出電壓范圍內(nèi)保持恒定;另一個(gè)是電壓環(huán)，防止輸出開路時(shí)輸出電壓過高而損壞電路。

圖7 雙環(huán)PI控制器Fig.7 Controller of double PIloops

電源正常工作時(shí)，由電流環(huán)控制;空載時(shí)才進(jìn)入電壓環(huán)。電源副邊的芯片AP4310是一個(gè)雙運(yùn)放且自帶2.5 V基準(zhǔn)的芯片。芯片內(nèi)兩個(gè)運(yùn)放分別作用于電壓環(huán)和電流環(huán)，兩個(gè)反饋環(huán)路都采用了傳統(tǒng)PI調(diào)節(jié)器的結(jié)構(gòu)。引腳3給電壓環(huán)提供2.5 V電壓基準(zhǔn)，再通過采樣電阻分壓后，將作為電流環(huán)的電壓基準(zhǔn)，從而設(shè)定輸出恒流值進(jìn)入引腳5。Uout、Is分別為采集的電壓、電流取樣信號(hào)。電壓環(huán)和電流環(huán)的切換通過對(duì)應(yīng)二極管實(shí)現(xiàn)。當(dāng)輸出電壓或電流滿足一定條件時(shí)，對(duì)應(yīng)的環(huán)將被激活，相應(yīng)電路內(nèi)部二極管陰極會(huì)被拉低，此時(shí)該運(yùn)放支路將會(huì)被接入到整個(gè)系統(tǒng)中，而另外一個(gè)環(huán)路則不起作用［9］。

5 樣機(jī)試驗(yàn)

試制了恒流350 mA的100W樣機(jī)，輸入電壓范圍是70～305 V，在給電源樣機(jī)上220 V交流電后，測出開關(guān)管的應(yīng)力波形如圖8(a)(b)所示。圖8(c)為反激開關(guān)管Q2在輸入電壓至波谷時(shí)開通的情景，圖8(d)是整流二極管的電壓應(yīng)力及輸出電流紋波。輸出為滿載286 V的LED電光源，測試儀器顯示出樣機(jī)的功率因數(shù)達(dá)到0.975，整機(jī)效率為92%，輸出電流紋波系數(shù)控制在0.5% 以內(nèi)，且電源具有較好的線性調(diào)整率。

圖8 實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms

6 結(jié)語

作者研制了基于SSL4101T控制芯片的開關(guān)電源，給出芯片的外圍設(shè)計(jì)電路，分析了兩級(jí)變換電路的工作過程并推導(dǎo)出重點(diǎn)元器件的應(yīng)力參數(shù)公式，同時(shí)給出磁性元器件的設(shè)計(jì)依據(jù)。樣機(jī)調(diào)試結(jié)果證明，該方案滿載時(shí)輸出電流紋波小，性能穩(wěn)定。此外，EMI測試及高低溫開機(jī)也較順利，系統(tǒng)功率因數(shù)及整機(jī)效率都能夠?qū)崿F(xiàn)預(yù)期目標(biāo)。整個(gè)設(shè)計(jì)方案有很好的推廣價(jià)值與實(shí)用意義。

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