姚偉　鄭步生　洪峰

摘要： 研究了一種適用于電動汽車的高效率雙管正激直流變換器，在提出一種設(shè)計方案的基礎(chǔ)上，重點對其控制電路，反饋回路、啟動電路和變壓器的關(guān)鍵參數(shù)等進(jìn)行了詳細(xì)分析設(shè)計。其中控制電路使用SG3525芯片，采用二型補償對控制電路進(jìn)行補償。實驗測試結(jié)果表明該變換器輸出穩(wěn)定，有較高的轉(zhuǎn)換效率。

關(guān)鍵字：雙管正激； 直流變換器； 二型補償； 電動汽車

中圖分類號：TN964?34 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A 文章編號：1004?373X（2013）02?0150?04

電動汽車作為一種新能源的交通工具，目前已經(jīng)得到快速地發(fā)展。電動汽車的能量一般由6節(jié)蓄電池串聯(lián)組成的蓄電池組（電壓72 V）進(jìn)行供應(yīng)，但電動汽車中的一些輔助電子設(shè)備，如汽車大燈、剎車尾燈、喇叭和雨刮器等的工作電壓都是14 V，因此需要一只由72～14 V的直流變換器進(jìn)行可靠的電壓變換。同時由于電動汽車內(nèi)部的工作環(huán)境的限制，以及從節(jié)約能源角度考慮，該直流變換器必須有較高的轉(zhuǎn)換效率。根據(jù)一般電動汽車的實際工作需求，該設(shè)計的直流變換器采用了雙管正激的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸出功率300 W，轉(zhuǎn)換效率大于85%。由于本設(shè)計中MOS管承受的電壓應(yīng)力小，變壓器構(gòu)造簡單，不需要磁復(fù)位繞組，不會出現(xiàn)橋臂直通的問題[1]，因此設(shè)計簡單、可靠性高。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)組成

車載雙管正激直流變換器的結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。

系統(tǒng)由4個部分組成：功率電路，隔離反饋電路，PI補償電路與PWM生成電路和驅(qū)動電路組成。隔離反饋電路主要由光耦P521與精密穩(wěn)壓管TL431組成，把輸出電壓隔離后反饋給控制芯片。PI補償電路與PWM生成電路由芯片SG3525來實現(xiàn)其功能。驅(qū)動電路用于把PWM信號分成兩路獨立的信號G1，G2，分別用于驅(qū)動MOS管VQ1，VQ2。這四個部分構(gòu)成了一個閉環(huán)系統(tǒng)，根據(jù)輸出電壓調(diào)節(jié)占空比，最終使輸出電壓穩(wěn)定。

雙管正激直流變換器工作在電流連續(xù)模式下的兩個工作狀態(tài)可用如下的簡化電路來表示[2]（為了便于分析，忽略MOS管的導(dǎo)通電壓、導(dǎo)通壓降以及寄生電容，把變換器簡化成兩個工作狀態(tài)：開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)與開關(guān)閉合狀態(tài)）：

雙管正激變換器工作過程為：MOS管導(dǎo)通時，初級側(cè)電流流經(jīng)上管VQ1，變壓器初級，下管VQ2后返回電池組負(fù)極。在這個過程中勵磁電流逐漸增大。次級側(cè)整流二極管VD3導(dǎo)通，續(xù)流二極管VD4截止，電池組通過變壓器給負(fù)載提供能量，并且給輸出電容充電。MOS管截止時，初級側(cè)兩個MOS管截止，勵磁二極管VD1，VD2導(dǎo)通，勵磁電流逐漸下降為零，對變壓器進(jìn)行磁復(fù)位[3]。次級側(cè)整流二極管VD3截止，續(xù)流二極管VD4導(dǎo)通，存儲在電感中的電能為負(fù)載提供電流。見圖2、圖3。

圖7 啟動電路

直流變換器剛上電時，在分壓電阻的作用下，二極管D2陽極電壓為12 V。電流經(jīng)過二極管D2后給芯片供電引腳提供電流。芯片開始工作后，輸出最大占空比，驅(qū)動MOS管。供電電路開始工作，輸出16 V電壓，高于二極管陽極電壓，二極管斷開，啟動電路不再工作[7]。

3 變換器關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計以及器件的選擇

在該直流變換器中，變壓器以及輸出電感參數(shù)的計算直接決定雙管正激變換器的可靠性和效率，MOS管以及次級整流續(xù)流二極管的選擇對變換器轉(zhuǎn)換效率也有影響。

3.1 變壓器磁芯的選取

考慮到電感偏置后電感量會減小，輸出電流紋波增大，增加輸出電容的負(fù)擔(dān)，電感實際取值90 μH。

3.4 MOS管以及二極管的選取

變換器工作在滿載時，平均輸入電流為5 A，峰值電流為7.5 A。變換器工作在截止?fàn)顟B(tài)時，MOS管承受的電壓應(yīng)力為輸入電壓值72 V。考慮選用IR公司的型號IRFP250及IRFP260，兩者擊穿電壓均為200 V，能夠承受72 V的電壓應(yīng)力。IRFP250的最大導(dǎo)通電流為30 A，導(dǎo)通電阻為0.075[Ω]，滿載時的導(dǎo)通損耗為4.22 W。IRFP的最大導(dǎo)通電流為50 A，導(dǎo)通電阻為0.04[Ω]，滿載時的導(dǎo)通損耗為2.25 W。從導(dǎo)通損耗以及MOS管溫升角度考慮，選用IRFP260。變換器工作在滿載時，輸出電流為22 A。次級整流與續(xù)流二極管選用肖特基二極管30CPQ100，其最大正向?qū)娏鳛?0 A，導(dǎo)通壓降小，為0.67 V，適合用作次級整流及續(xù)流二極管。

4 電路調(diào)試與性能分析

按照以上的參數(shù)研制了雙管正激變換器樣機，在調(diào)試過程中，會遇到以下幾個問題：

（1）SG3525開始不工作?？赏ㄟ^減小啟動電路來增大SG3525的供電電流，改變這一參數(shù)后就能夠正常工作了。

（2）空載時輸出電壓不穩(wěn)定?？梢栽谳敵霾⒙?lián)一個電阻作為假負(fù)載，但這樣會有損耗；另外還可以改變PI補償電路中的電容，來改善系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)。

（3）負(fù)載增加時輸出電壓下降 原因是實際電路中最大占空比沒有達(dá)到設(shè)計的值，可以調(diào)節(jié)SG3525外圍的RD阻值，來調(diào)整最大占空比的大小，使輸出電壓值穩(wěn)定在14 V。

實際電路經(jīng)測試，滿載時最大占空比為37.77%，輸出電壓為13.64 V，輸出電流為21.8 A，轉(zhuǎn)換效率為85.71%，變換器滿載時的實測波形圖如圖8所示。

PWM信號上升沿的時間小于下降沿的時間，是因為MOS管源漏極之間存在一個很小的寄生電容，MOS管關(guān)斷時需要對寄生電容進(jìn)行充電。上管在導(dǎo)通時出現(xiàn)毛刺，因為上管驅(qū)動在上升沿處出現(xiàn)了毛刺現(xiàn)象。

在不同負(fù)載情況下，變換器的輸出電壓與轉(zhuǎn)換效率分別如圖9和圖10所示，可以看出轉(zhuǎn)換效率隨輸出電壓值會產(chǎn)生一些變化：當(dāng)負(fù)載增大時輸出電壓有所減小，而效率卻逐漸增加，但在最大負(fù)載時效率又有所下降。原因是控制電路的功耗是一定量，假設(shè)變壓器初級繞組以及MOS管導(dǎo)通電阻的阻抗之和為Rp，電感與變壓器次級繞組的阻抗之和為Rs，總損耗為：

5 結(jié) 語

本車載雙管正激直流變換器現(xiàn)已批量用于某電動汽車公司所生產(chǎn)的電動汽車上，經(jīng)長時間運行，其工作穩(wěn)定，輸出電壓精度高，輸出電流大，轉(zhuǎn)換效率高，取得了良好的經(jīng)濟(jì)效益和社會效益。

參考文獻(xiàn)

[1] 張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計[M].北京：電子工業(yè)出版社，1999.

[2] 吳瓊.高效率雙管正激變換器的研究[D].武漢：華中科技大學(xué)，2007.

[3] 周平森，王慧貞.一種雙管正激變換器的初級箝位電路[J].電力電子技術(shù)，2003，37（5）：47?49.

[4] 王曉鋒，王京梅，孫俊，等.基于SG3525的開關(guān)電源設(shè)計[J].電子科技，2007，24（6）：118?121.

[5] 謝華林，楊金明.基于Saber仿真器的雙管正激參數(shù)及控制環(huán)路的設(shè)計[J].電源技術(shù)應(yīng)用，2007（10）：8?11.

[6] 韓林華，吳迺陵，史小軍，等.反激開關(guān)電源中基于PC817A與TL431配合的環(huán)路動態(tài)補償設(shè)計[J].電子工程師，2005，31（11）：29?32.

[7] 馮宇麗，戴珂，曹振，等.基于SG3525控制的雙管正激變換器 [J].電源技術(shù)應(yīng)用，2007（1）：23?26.

[8] TAGUCHI H， LISA K. Oxide magnetic material， ferrite particle， sintered magnet， bonded magnet， magnetic recording medium and Motor： US，6139766 [P]. 2000?10?31.

[9] 蔡明想.電梯電源中雙管正激變壓器設(shè)計[J].磁性材料及器件，2011，42（3）：64?67.

[10] 趙修科.實用電源技術(shù)手冊：磁性元器件分冊[M].沈陽：遼寧科學(xué)技術(shù)出版社，2002.