陜西如意廣播電視設(shè)備有限公司研發(fā)二部 鄭 誠
現(xiàn)代廣電行業(yè)發(fā)射機(jī)已經(jīng)全面使用晶體管,場效應(yīng)管作為功率產(chǎn)生核心器件,無論是中波、調(diào)頻還是電視發(fā)射機(jī)。相對(duì)于上一代的電子管發(fā)射機(jī),現(xiàn)代全固態(tài)發(fā)射機(jī)有多放大管同時(shí)工作,損壞單管不會(huì)影起整機(jī)發(fā)射功率失能,即提供了良好的功率冗余性,但是因?yàn)槭嵌鄶?shù)量、小功率的功放模塊同時(shí)工作,所以功率的合成將是復(fù)雜的。
理論上功率的合成電路與分配電路是可逆的,具有互易性,因此本文的重點(diǎn)將以功率的合成為中心展開討論。本文將講述88~108MHz頻率段應(yīng)用的微帶線功率合成器,此理論在電視頻段也廣泛應(yīng)用。
以每個(gè)末級(jí)模塊300W為例,一臺(tái)10kW發(fā)射機(jī)若只以功率的數(shù)字累加計(jì)算,也需40個(gè)功放管!如何將如此龐大數(shù)量的功放功率合成起來是發(fā)射機(jī)必須解決的問題。本文將以功率的合成技術(shù)為中心進(jìn)行簡要論述。
設(shè)計(jì)功率合成器時(shí)必須滿足各端口的輸入阻抗,輸出阻抗匹配要求的系統(tǒng)阻抗。在很好的滿足阻抗匹配的條件情況下,不僅各端口的阻抗會(huì)非常接近設(shè)計(jì)要求的阻抗,更重要的是端口之間的隔離度會(huì)到達(dá)非常高的數(shù)值。在合成器的最佳阻抗頻率匹配點(diǎn),隔離度理想狀態(tài)下能達(dá)到-40dB。而我們認(rèn)為可以滿足實(shí)際使用的隔離度達(dá)到-26dB就可以使用,-30dB就滿足國標(biāo)。隔離度代表一個(gè)輸入端口的功率泄露到其他輸入端口的成度。
10log其他端口的泄露功率/輸入功率=隔離度。而26dB理論上達(dá)到1/400以下,但實(shí)際在此條件下功放開滿功率時(shí),就比單獨(dú)放大后接負(fù)載發(fā)熱量明顯升高,長期工作已可能會(huì)損壞或影響功放模塊的壽命。
以圖1是N路功率合成器的結(jié)構(gòu)圖,Z0代表以微帶線或帶狀線組成阻抗變化節(jié),Rs代表輸入電阻,RL代表匹配負(fù)載,Zo代表阻抗變換節(jié)的特性阻抗,λg代表中心頻率波的電長度,Rj是N路平衡隔離電阻。在各支路信號(hào)同幅,同相,同頻下分析如下。
假如Rs≠RL,各枝節(jié)的阻抗變換節(jié)的特性阻抗應(yīng)為:
圖1 N路功率合成器的結(jié)構(gòu)圖
以上阻抗變換節(jié)的知識(shí)被廣泛應(yīng)用,現(xiàn)將它的由來稍作分析并由此推得Rj的值。當(dāng)各輸入端分別有同幅同相的信號(hào)輸入時(shí),Rj的值起到端口隔離的作用,各端口匹配的中心頻率點(diǎn)上,Rj是沒有損耗的。但是一旦一端信號(hào)為零,另一端仍有信號(hào),Rj上必有功率損耗,并且這時(shí)它起著讓輸入端匹配的作用,即平衡作用。
以兩端口的合成為例:假設(shè)信號(hào)在端口3為零,相當(dāng)于端口3對(duì)地短路,經(jīng)過阻抗變換節(jié),它將使與它相連的阻抗變換節(jié)另一端的阻抗呈現(xiàn)無窮大!這是微帶線最基本的阻抗變換特性。這時(shí)相當(dāng)于圖2的電路。
圖2
端口1的阻值50Ω經(jīng)由特性阻抗為70.7的阻抗變換節(jié)將變?yōu)?00Ω。這時(shí)將出現(xiàn)兩個(gè)100Ω的阻值并聯(lián)出現(xiàn)在端口2的情況,這時(shí)正好滿足端口P2的匹配要求。只不過功率將有一半到Vc,另一路消耗在平衡隔離負(fù)載了。
這就是為什么即使20dB的隔離度,各支路端口的阻抗仍舊與系統(tǒng)阻抗相差無幾,因?yàn)槠胶庳?fù)載使端口的阻抗匹配了,但當(dāng)兩路功放正常,功率合成在20dB的隔離度的情況下,功放已無法大功率工作。
N路合成時(shí)M(N≥M)路工作的電路分析類似上述的開路短路法,也很容易得出功率消耗在平衡隔離負(fù)載上的通式,并且很容易得出Rj=Rs,下式中oP為每一臺(tái)放大器輸出功率。且M臺(tái)放大器共給負(fù)載電阻RL(=Rs)的功率PL(M)為:
以上結(jié)論已有很多文章進(jìn)行過分析,在此不作過多的解釋。
在實(shí)際電路中N路合成器的優(yōu)點(diǎn)是N路中的一路壞掉的情況下,其它功放仍能正常工作,不影響端口匹配,機(jī)器仍有功率輸出。但是這種多路合成一路的方法在輸入阻抗不變,合成輸出口阻抗不變的情況下,隨著路數(shù)的增加,勢(shì)必需要阻抗變換節(jié)的特性阻抗越變?cè)酱笠詽M足匹配需要,這最終使合成器的帶寬變窄,功放功率合成難于實(shí)現(xiàn)。而我們實(shí)際使用中往往需要機(jī)器能工作在較寬的頻率下,以滿足多機(jī)備用一機(jī)的情況。在理想的二支路合一的情況下,即圖1中n=2,各支路端口用2,3表示,Rs輸入阻抗為50Ω,總端口1的輸出阻抗RL也為50Ω,阻抗變換節(jié)算得特性阻抗為70.7Ω,中心頻率點(diǎn)設(shè)計(jì)為100MHz,電路如圖3所示。
圖3
它的S參數(shù)指標(biāo)如圖4所示:
圖4 S參數(shù)指標(biāo)
我們做一個(gè)改進(jìn)型的合成器如圖5所示:
圖5 改進(jìn)型的合成器
采用阻抗變比小的多節(jié)阻抗變換節(jié)構(gòu)成的合成器后,從圖6測(cè)試結(jié)果dB(S(2,3))來看完全滿足了要求,并且dB(s(1,1))也得到了很大改善。雖然dB(s(2,2))指標(biāo)變差,但是它仍在-40dB以上,完全能滿足使用要求。
圖6 測(cè)試結(jié)果
以上給出的模型是在100M的中心頻率以所有指標(biāo)最佳得出的,下面再給出兼88~108M帶內(nèi)最差指標(biāo)最佳的模型。將圖6中TL1,TL2變?yōu)?4.74Ω,TL3,TL4變?yōu)?0.31Ω,R1變?yōu)?9.14Ω,R2變?yōu)?52.38Ω,則指標(biāo)變化如圖7所示。
圖7 指標(biāo)變化
可見這里沒有絕對(duì)的阻抗匹配最佳點(diǎn),但是若論帶內(nèi)情況,它的指標(biāo)是無可挑剔的。作為大功率的器件,平衡電阻的值目前都是依據(jù)100Ω平衡隔離電阻的理論制作的,若滿足最差指標(biāo)最佳寬帶模型想要制成產(chǎn)品必須訂制特殊阻抗的平衡隔離電阻。并且對(duì)所有合成器來說,即使是100Ω的平衡隔離電阻存在,但是隨著瓦數(shù)的增加,對(duì)散熱需求增加,平衡隔離電阻將越做越大,對(duì)地的容性將越來越不可忽視。要想得到滿意的指標(biāo),阻抗變換節(jié)必須做出調(diào)整以抵消容性帶來的影響,并且每個(gè)廠家生產(chǎn)的平衡電阻對(duì)地容性沒有一個(gè)標(biāo)準(zhǔn),也就是說合成器只能在某一廠家的某一型號(hào)參考進(jìn)行設(shè)計(jì),在最糟情況下平衡隔離電阻實(shí)際不可僅根據(jù)數(shù)值進(jìn)行替換。
圖8 圖3模型的等效替換
圖8是圖3模型的等效替換,可以有效解決合成器的平衡隔離電阻問題,因?yàn)殡娮鑂1,R2是相對(duì)于地制作的,它沒有對(duì)地電容的存在,并且將R1,R2通過50Ω電纜引出是非常易于實(shí)現(xiàn)的,但是它的帶寬仍然跟圖4的指標(biāo)一樣。
以上的應(yīng)用主要針對(duì)同幅同相的多路信號(hào)合成與分配。在實(shí)際中基于正交的3dB合成器也比比皆是,但是正交的合成器隔離度實(shí)際不可能會(huì)高出35dB,如果高出必有一端口實(shí)際的S參數(shù)不滿足要求。實(shí)際上總口輸出阻抗不匹配,對(duì)兩輸入口的影響也各不相同,不像以上的同相多支路合成器有一至的影響。我們只在此稍作提及。