陳 鶴，李 峰，李兆訓(xùn)

（解放軍信息工程大學(xué) 信息工程學(xué)院，河南 鄭州450002）

0 引 言

為了迎接寬帶接入技術(shù)的挑戰(zhàn)，同時(shí)為了滿足新型業(yè)務(wù)需求，第三代合作伙伴計(jì)劃 （3GPP）于2004年11月啟動(dòng)了的最大的新技術(shù)研發(fā)項(xiàng)目——長期演進(jìn) （LTE）。它改進(jìn)并增強(qiáng)了3G的空中接入技術(shù)，采用OFDM技術(shù)和MIMO技術(shù)作為其無線網(wǎng)絡(luò)演進(jìn)的唯一標(biāo)準(zhǔn)。它改善了小區(qū)邊緣用戶的性能，并提高了小區(qū)容量和降低了系統(tǒng)延遲［1－2］。

支持用戶的高速移動(dòng)通信是LTE標(biāo)準(zhǔn)中的一個(gè)重要需求。然而，無線信道在高速環(huán)境下的時(shí)變性將會(huì)是完成這一需求所面臨的重大挑戰(zhàn)。在3GPP LTE下行鏈路中，無線信道在一個(gè)正交頻分復(fù)用 （OFDM）符號傳送周期內(nèi)的變化將會(huì)破壞不同子載波間的正交性，這將引起接收端的ICI，ICI將會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的性能下降［3］。由于ICI的存在，接收端進(jìn)行信道估計(jì)將是個(gè)重大的挑戰(zhàn)。

目前，已有一些不同的關(guān)于OFDM系統(tǒng)在時(shí)變環(huán)境下的信道估計(jì)方案。在文獻(xiàn) ［4］中，提出了一種在移動(dòng)數(shù)字視頻廣播－手持 （DBV－H）接收端進(jìn)行信道估計(jì)的時(shí)域升余弦插值和一種頻域長余弦插值帶自適應(yīng)滾降系數(shù)的插值方法。在文獻(xiàn) ［5］中，提出了一種針對DVB－H的低復(fù)雜度的信道估計(jì)方法，該方法能過在時(shí)域和頻域分別采用信道矩陣的帶狀結(jié)構(gòu)和稀疏矩陣來降低復(fù)雜度。在文獻(xiàn) ［6］中，提出了一種最小均方誤差插值和時(shí)域加窗的時(shí)變信道估計(jì)方法。參考信號子載波上的ICI影響受其它參考信號子載波和數(shù)據(jù)子載波的復(fù)合影響，尤其是與參考信號子載波相鄰的幾個(gè)子載波影響最大，為此本文給出了一種適用于LTE下行時(shí)變信道估計(jì)的參考信號映射 （TVRSM）方法，此方法可以在參考信號子載波相鄰位置插入的若干個(gè)虛子載波，從而達(dá)到削弱ICI影響的目的。為方便表示，這里簡稱該方法為 TVRSM （time－varyning reference signal mapping）方法。

標(biāo)識說明：在以下敘述中，E（·）表示求隨機(jī)量的數(shù)學(xué)期望；XH表示復(fù)向量X的共軛轉(zhuǎn)置，diag（X）表示對角矩陣的對角元素為向量X。

1 系統(tǒng)描述和信道模型

假設(shè)一個(gè)MIMO－OFDM系統(tǒng)，發(fā)射端有2個(gè)天線，接收端有2個(gè)天線，傳送帶寬為10MHZ，對應(yīng)的資源塊（RB，一個(gè)RB由7個(gè)OFDM符號，12個(gè)子載波組成）個(gè)數(shù)為50，根據(jù)文獻(xiàn) ［7］，采用由20個(gè)0.5ms下行時(shí)隙組成的幀結(jié)構(gòu)1。

1.1 參考信號

參考信號，也就是常說的 “導(dǎo)頻”信號，是由發(fā)射端提供給接收端用于信道估計(jì)或信道探測的一種已知信號。由于LTE改變了基本傳輸方式和多址方式，原來為CDMA系統(tǒng)設(shè)計(jì)的參考信號無法繼續(xù)使用，需要針對OFDMA和SC－FDMA系統(tǒng)重新設(shè)計(jì)。

LTE下行有3種參考信號［8］：小區(qū)專用參考信號、單頻網(wǎng)多播/廣播 （MBSFN）參考信號、終端專用參考信號。我們進(jìn)行信道估計(jì)需要用到的是小區(qū)專用參考信號。如圖1所示為小區(qū)專用參考信號在RB中時(shí)的映射，其中天線1除了發(fā)射本天線的RS外，其它天線在RB上相同位置不進(jìn)行發(fā)射，以避免對其它天線進(jìn)行干擾。同樣，天線2除了發(fā)射本天線的RS外，其它天線在RB上相同位置不進(jìn)行發(fā)射。

圖1 3GPP LTE標(biāo)準(zhǔn)小區(qū)專用參考信號映射

1.2 信道模型

時(shí)變多徑衰弱信道可以用抽頭延時(shí)線模型來表示［9－10］

式中：τl——對應(yīng)于第l個(gè)抽頭的延時(shí)。

這里采用文獻(xiàn) ［11］中提出的extended vehicular A（EVA）模型，EVA模型對應(yīng)的均方根延時(shí)擴(kuò)展為357ns，抽頭數(shù)L＝9。對于快衰弱信道，信道在一個(gè)OFDM周期的變化比較明顯，抽頭增益的時(shí)變性主要取決于它的自相關(guān)函數(shù)［12］

式中：fD——最大多譜勒頻移，——對應(yīng)hl（t）的平均功率，J0（·）——第一類零階Bessel曲線。

2 信道估計(jì)方法

設(shè)Xmk為任一下行時(shí)隙第k個(gè)子載波，第m個(gè)符號傳送的數(shù)據(jù)。在接收端對應(yīng)第k個(gè)子載波，第m個(gè)符號的接收信號［13］

式中：K——總子載波數(shù)，Nmk——均值為0、方差為σN2的加性高斯白噪聲，——子載波k上的信道頻率響應(yīng)，——子載波n（n＝0，1，…，K－1，n≠k）對子載波k產(chǎn)生的ICI增益。

我們用k1，k2，…，kP分別表示P個(gè)參考信號。通常RS的CFR增益的初始估計(jì)不考慮ICI影響，第p個(gè)參考信號 CFR 的 LS估計(jì)為［14－15］

式 （4）得到的估計(jì)只適用于低速移動(dòng)環(huán)境，此時(shí)式（3）中的ICI增益Hmk，k′可以忽略。然而，在高速移動(dòng)傳播條件下，隨著最大多譜勒頻移fD的增大，ICI增益也隨著變得更加嚴(yán)重，式 （4）將不再適用。

3 所提參考信號映射方案

為了減少時(shí)變環(huán)境下ICI的影響，這里給出一種新的映射方法，該方法通過插入虛子載波來保護(hù)參考信號。由于參考信號子載波上的ICI影響受其它參考信號子載波和數(shù)據(jù)子載波的復(fù)合影響，尤其是離的最近的幾個(gè)子載波影響最大，所以可以把與參考信號子載波相鄰的兩邊M個(gè)子載波換成虛子載波，設(shè)k′為虛子載波位置標(biāo)號，此時(shí)

k′滿足│k′－kp│＜M（kp代表第p個(gè)參考信號子載波）。相應(yīng)的M＝1和M＝2的參考信號映射如圖2和圖3所示，其中黑色部分為參考信號，灰色部分為插入的虛子載波。

將式 （4）代入式 （3）中，可得第m個(gè)OFDM符號上的導(dǎo)頻子載波kp的接收信號為

顯然，上式消除了2M個(gè)干擾最為嚴(yán)重的ICI增益所以通過式 （6）可以得到比式 （3）更精確的估計(jì)值。

同樣地，可以利用虛子載波在導(dǎo)頻相鄰位置的插入估計(jì)出ICI增益。以第m個(gè)OFDM符號上的第一個(gè)相鄰子載波kp＋1為例，由式 （4）和式 （6）可得，此子載波上的接收信號為

其 它 ICI項(xiàng)， …，，， …，可以通過類似的方法求得。

4 性能分析

4.1 仿真分析

為了驗(yàn)證TVRSM方法與標(biāo)準(zhǔn)映射方案之間的性能差異，分別對不同速度下兩種方法的歸一化均方誤差（NMSE）性能與誤比特率 （BER）性能進(jìn)行了仿真。信道采用的是EVA信道模型，信道模型參數(shù)如表1所示，仿真條件如表2所示。

表1 EVA信道模型參數(shù)

表2 LTE系統(tǒng)傳統(tǒng)估計(jì)算法仿真參數(shù)

仿真1和仿真2：圖4和圖5中分別表示了TVRSM和標(biāo)準(zhǔn)映射時(shí)分別在移動(dòng)速度v＝300km/h、v＝150km/h與v＝0km/h（非時(shí)變條件下）時(shí)的NMSE性能比較。圖中，Standard表示標(biāo)準(zhǔn)映射，M＝1表示TVRSM方法中RS前后各1個(gè)虛子載波的情況，M＝2表示TVRSM方法中RS前后各2個(gè)虛子載波的情況。從圖中可知，在v＝0km/h時(shí)，TVRSM和標(biāo)準(zhǔn)映射NMSE性能差別不大，這是因?yàn)樵诜菚r(shí)變信道下，ICI不存在或可忽略，保護(hù)參考信號的虛子載波沒有發(fā)揮作用，所以其性能與標(biāo)準(zhǔn)映射時(shí)接近。隨著SNR的增大，ICI逐漸成為影響性能的主要因素，由于虛子載波能消除與導(dǎo)頻子載波相鄰2M個(gè)鄰近子載波的ICI干擾，所以此時(shí)所提方案性能明顯優(yōu)于標(biāo)準(zhǔn)方案。而且移動(dòng)速度越大，TVRSM方法的優(yōu)勢越明顯。

仿真3和仿真4：圖6和圖7中分別表示了TVRSM和標(biāo)準(zhǔn)映射分別在移動(dòng)速度v＝300km/h、v＝150km/h與v＝0 km/h時(shí)的BER性能比較。從圖中可知，在v＝0km/h時(shí)，TVRSM和標(biāo)準(zhǔn)映射BER性能差別不大，但由于有2M個(gè)虛子載波替換了數(shù)據(jù)子載波，造成了一定的傳輸速率損失，所以TVRSM在M＝1時(shí)和M＝2時(shí)相比于標(biāo)準(zhǔn)方案各有0.3dB和0.6dB的SNR損失。但隨著移動(dòng)速度的增加，由于虛子載波對ICI的抑制作用，在高SNR區(qū)域TVRSM相比于標(biāo)準(zhǔn)映射的優(yōu)勢越來越明顯。在v＝150km/h的條件下，M＝1時(shí)TVRSM在SNR＝30dB時(shí)能比標(biāo)準(zhǔn)映射時(shí)提升2.5dB左右性能，M＝2時(shí)TVRSM在SNR＝30dB時(shí)能比標(biāo)準(zhǔn)映射時(shí)提升4.5dB左右性能。在v＝300km/h的條件下，M＝1時(shí)TVRSM在SNR＝30dB時(shí)能比標(biāo)準(zhǔn)方案提升3dB左右性能，M＝2時(shí)TVRSM在SNR＝30dB時(shí)能比標(biāo)準(zhǔn)映射時(shí)提升5.5dB左右性能。

4.2 開銷分析

TVRSM方法由于插入了部分虛子載波而犧牲了少量的下行時(shí)隙的數(shù)據(jù)傳輸，有效數(shù)據(jù)傳輸能力略有所下降，在需要傳輸相同有效數(shù)據(jù)量時(shí)，其開銷必然會(huì)有所增加，但能換來在時(shí)變信道下估計(jì)性能的提升，這個(gè)代價(jià)還是值得的。顯然，M＝2時(shí)該方法比M＝1時(shí)開銷大，出于性能與開銷的折衷考慮，一般選用M＝1時(shí)的情況。

5 結(jié)束語

本文針對在時(shí)變環(huán)境下LTE下行傳輸時(shí)各參考信號之間的存在載波間干擾，嚴(yán)重影響信道估計(jì)性能的問題，給出了一種適用于LTE下行時(shí)變信道估計(jì)的參考信號映射方法，該方法通過在參考信號鄰近子載波位置上插入虛子載波來消除鄰近子載波對參考信號的載波間干擾，從而達(dá)到提高信道估計(jì)性能的目的，同時(shí)該方法又可通過一個(gè)簡單估計(jì)器來獲得ICI增益的初步估計(jì)，仿真結(jié)果與分析表明，在時(shí)變環(huán)境下該方法相比于Release 8標(biāo)準(zhǔn)映射具有更優(yōu)的估計(jì)性能。

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