李陸軍，呂 青，姚國順

（1.空軍預警學院研究生管理大隊，湖北 武漢430019；2.空軍預警學院，湖北 武漢430019）

隨著煤炭、石油和天然氣等化石燃料的迅速消耗，以及由此帶來的能源危機與環(huán)境污染日益加劇，近年來世界各國都在積極尋找新的可再生能源。在各種可再生能源中，風能和太陽能的利用最為廣泛［1］。為了將這些能源有效地利用起來，逆變器是一個重要的環(huán)節(jié)。

橋式逆變器結(jié)構(gòu)中，同一橋臂的驅(qū)動信號之間需加入死區(qū)，這一方面造成輸出電壓波形畸變；另一方面開關頻率不能太高，使濾波電感和濾波電容都比較大，系統(tǒng)動態(tài)性能較差。采用雙Buck半橋逆變電路能夠解決此問題。其控制方法有SPWM和滯環(huán)電流控制方式等，由于Buck電路在負載較小時有可能工作在電流斷續(xù)模式，造成輸出電壓波形畸變，所以在SPWM控制方式中需加入額外偏置電流信號，使濾波電感中始終有環(huán)流流過，系統(tǒng)效率較低。而采用無偏置電流半周期滯環(huán)電流控制方式能較理想地實現(xiàn)兩個電感電流自然切換和半周運行［2］。

文中構(gòu)造了串聯(lián)型雙Buck逆變器模型，提出了控制策略，通過電流內(nèi)環(huán)控制兩個串聯(lián)雙Buck逆變器的電感電流。電壓外環(huán)用來調(diào)節(jié)逆變器最終的輸出電壓。本文分析了逆變器的工作原理及控制策略，進行了參數(shù)設計和仿真研究。

1 模型結(jié)構(gòu)

圖1給出了串聯(lián)型雙Buck逆變器的主電路，它由兩個雙Buck逆變器串聯(lián)組成。光伏面板輸出電壓和風機整流輸出電壓分別作為兩個雙Buck結(jié)構(gòu)的輸入電壓源。C1和C2、C3和C4是兩對等值大電容，分別用來平分兩個輸入電壓UIN1和UIN2。

圖1 串聯(lián)型雙Buck逆變器主電路

2 工作原理

iref為參考電壓Uref與輸出電壓反饋Uof之差經(jīng)PI調(diào)節(jié)后產(chǎn)生的電流參考值。穩(wěn)態(tài)工作情況下，參考電流iref在正半周時S1和S4工作，參考電流iref在負半周時S2和S3工作。因為逆變器1和逆變器2的工作原理相同，現(xiàn)以單個逆變器1為例分析滯環(huán)控制工作過程。主要波形如圖2所示，其中Δ＝2h為滯環(huán)寬度，Uds1和Uds2分別是開關管S1和S2的漏源極間電壓。

為方便分析，做如下假設：

（1）所有開關管和二極管都是理想的；

（2）所有電感和電容都是理想的；

（3）在一個開關周期內(nèi)逆變器1的輸出電壓Uo1為恒值；

（4）輸入電壓UIN1大于輸出電壓最大值的兩倍；

（5）Lf1＝Lf2＝L。

圖2 單個逆變器主要工作波形

在每個周期內(nèi)有四種開關狀態(tài)，如圖3所示。

2.1 iref＞0

這期間內(nèi)S2一直關斷，iL2恒為0，Lf2上電壓也為0，所以Uds2為（UIN1/2＋Uo1），D2上的電壓為（UIN1/2－Uo1）。S1工作在高頻狀態(tài)。

（1）狀態(tài)1：如圖3（a）所示，當濾波電感Lf1的反饋電流if1＜iref－h(huán)時，S1開通，iL1線性增加。這期間

（2）狀態(tài)2：如圖3（b）所示，當濾波電感Lf1的反饋電流if1＞iref＋h時，S1關斷，D1導通續(xù)流，iL1線性減小。這期間

由式（1）、（2）得

其中d1是S1的占空比。

2.2 iref＜0

這半個周期內(nèi)，S1一直關斷，iL1恒為0，Lf1上電壓也為0，所以Uds1為（UIN1/2－Uo1），D1上的電壓為（UIN1/2＋Uo1）。S2工作在高頻狀態(tài)。

（1）狀態(tài)3：如圖3（c）所示，當濾波電感Lf2的反饋電流if2＞iref＋h時，S2開通，iL2反向線性增加。這期間

（2）狀態(tài)4：如圖3（d）所示，當濾波電感Lf2的反饋電流if2＜iref－h(huán)時，S2關斷，D2導通續(xù)流，iL2反向線性減小。這期間

由式（4）、（5）得

其中d2是S2的占空比。

圖3 單個逆變器四種工作狀態(tài)

3 控制策略

圖4（a）所示為滯環(huán)電流控制原理，KP和KI分別是外環(huán)輸出電壓調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)，其中KP取值為6，KI取值為54 000。iref是輸出電壓采樣Uof與參考電壓Uref相比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)器產(chǎn)生的參考電流。Uc是iref經(jīng)過零比較后產(chǎn)生的方波，iref為正時Uc是高電平，iref為負時Uc是低電平，它用來控制四個開關管，使參考電流iref在正半周時S2和S3一直關斷，S1和S4正常工作；iref在負半周時S1和S4一直關斷，S2和S3正常工作。

圖4（b）所示是串聯(lián)型雙Buck逆變器的系統(tǒng)控制框圖。其中，K1是濾波電感電流的反饋系數(shù)，K2是系統(tǒng)輸出電壓的反饋系數(shù)，K1取值為0.2，K2取值為0.03。Go1（s）和Go2（s）分別是兩個逆變器單元的輸出阻抗傳遞函數(shù)。頻率較高時系統(tǒng)框圖中的滯環(huán)控制電流環(huán)可以等效成放大倍數(shù)為1/K1的增益環(huán)節(jié)［3］。

圖4 控制策略

4 參數(shù)設計

逆變器1和2具有相同的設計思路，并且各項參數(shù)也相同，這里設計其中一個。

4.1 輸出要求

串聯(lián)型雙Buck逆變器輸出電壓要求為Uo＝220 V，頻率fo＝50 Hz，額定功率為Po＝2 kW，所以額定負載阻抗R＝24.2Ω。

4.2 輸入電壓

兩個輸入源電壓必須都要大于逆變器最大輸出電壓的兩倍，這樣，要先將光伏電和風電經(jīng)初步變換使二者為700 V直流電，即UIN1＝UIN2＝UIN＝700 V。

4.3 開關頻率

通過式（1）、（2）可得開關管開關頻率fs為

式中，h1＝2h/K1。

根據(jù)上式可知，最大開關頻率發(fā)生在Uo1＝0時，最小開關頻率發(fā)生在Uo1＝時。

式中，Uo1是電壓Uo1的方均根值。開關管的最高頻率不能太高，不然會有較大的損耗，而且可能因為溫度過高燒壞開關管，開關管最高開關頻率選定在80 kHz。

開關的平均頻率可估計在

4.4 滯環(huán)寬度

由式（8）前式可見，當UIN和fsmax固定時，L和h1的乘積為定值，為了減小電感體積和重量，h1要盡量取大，但同時h1太大會引起較大的電流波動，降低跟蹤精度。故選擇滯環(huán)寬度為輸出電流值的一半。

計算得h1可選擇4.5A。

4.5 濾波電感

在UIN、fsmax和h1都選定后，濾波電感值由下式計算得出：

計算得L選擇在490μH。

4.6 濾波電容

濾波電容可以通過LC濾波器的轉(zhuǎn)折頻率來設計。轉(zhuǎn)折頻率應該高于輸出電壓頻率fo的10～20倍，且應該低于開關管平均頻率fsav的1/20～1/10［4］。所以轉(zhuǎn)折頻率應該高于500 Hz，低于4 kHz。選擇濾波器轉(zhuǎn)折頻率在中間位置，即2.5 kHz。濾波電容可由下式得出：

可選濾波電容為10μF。

5 仿真和實驗

按照上述設計參數(shù)進行模型仿真。圖5（a）所示為UN1＝UIN2＝700 V時額定負載下的仿真波形。從上至下波形依次為iL1、iL2、iL3、iL4和Uo。四個電感電流大小相同，相對平衡。圖5（b）所示為UIN1＝630 V，UIN2＝700 V時額定負載下的仿真波形。從中可看出當一個輸入電壓較低時，對應的輸出電流會發(fā)生微小變化，但輸出電壓仍然穩(wěn)定。圖6給出了UIN1＝630 V，UIN2＝700 V時額定負載下的實驗波形，其中（a）是開關管S1的驅(qū)動波形，（b）是iL1與iL2之和的反饋波形，（c）是輸出電壓波形Uo。

圖5 仿真波形

圖6 實驗波形

6 結(jié) 論

本文研究了基于滯環(huán)控制的串聯(lián)型雙Buck逆變器的工作方式，設計了仿真參數(shù)，分析了不同輸入下的仿真輸出波形。結(jié)果表明該系統(tǒng)具有比較好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能，在輸入電壓不穩(wěn)的情況下能保證輸出電壓有高的正弦度。可以用于分布式發(fā)電系統(tǒng)，有工程實際應用價值。

［1］ 陳 嵐，史偉偉.并網(wǎng)型風光互補發(fā)電系統(tǒng)的研究現(xiàn)狀［J］.機電信息，2010，（36）：3－4.

［2］ 張先進，王慧貞.雙Buck半橋逆變器研究［J］.電源世界，2004，（5）：57－59.

［3］ 王建華，張方華，龔春英，等.滯環(huán)電流控制逆變器建模及分析［J］.電工技術學報，2010，25（6）：63－69.

［4］ Mazumdar J，Batarseh I，Kutkut N.High frequency low cost DC－AC inverter design with fuel cell source for home applications［C］.IEEE Ind.Appl.Conf.，2002：789－794.