馮鑫振，高 捷

（1.華中科技大學電氣與電子工程學院，強電磁工程與新技術國家重點實驗室，湖北 武漢430074；2.中國艦船研究設計中心，湖北 武漢430064）

0 引 言

隨著電力電子裝置的廣泛應用，電力系統(tǒng)的電能質量問題引起了很大的關注。傳統(tǒng)的二極管不控整流和晶閘管相控整流，對電網造成了嚴重的諧波污染。應用于功率因數校正的三相整流器，在拓撲和控制方面已經進行了很多研究［1－3］，其中包括一些基于串聯(lián)雙升壓電路拓撲演變而來的整流電路［4］。實現(xiàn)單位功率因數，減少電流的畸變是PFC電路的主要目標。相比三相PWM整流器，VIENNA整流器具有結構簡單，效率高，交流側濾波器尺寸小，成本低等優(yōu)點［5］。傳統(tǒng)的直接電流控制需要檢測電網電壓，通過乘法器產生輸入電流給定信號，這樣就會使系統(tǒng)變得比較復雜，乘法器的非線性失真也會造成輸入電流的諧波畸變。鑒于此，美國學者Keyue M Smedley首次提出了單周期控制技術，它是一種不需要乘法器的非線性控制技術，利用復位積分器使被控量在一個開關周期內跟蹤給定量。這種方案具有開關頻率恒定，動態(tài)響應快、魯棒性強、易于實現(xiàn)等優(yōu)點［6］。

本文對基于單周期控制的VIENNA整流器進行研究，推導單周期控制的VIENNA整流器的新型控制規(guī)律，控制電路僅使用一個積分器，不需要乘法器和電壓檢測。在電網相電壓周期每60°區(qū)間內，僅有兩個開關管工作于高頻通斷狀態(tài)，因此，開關損耗大為減少。系統(tǒng)成本也可以得到適度控制，有利于在工程實踐中應用。

1 系統(tǒng)結構與工作原理

為簡化推導過程，特作如下假設：①電網電壓三相對稱，內阻為零；②各相電感相等，即La＝Lb＝Lc＝L；③開關頻率遠遠大于電網頻率；④忽略功率器件的導通壓降和開關損耗，忽略分布參數的影響。

圖1給出了三相VIENNA整流器的電路原理圖。一個周期內三相電網電壓的波形如圖2所示。通過虛線將其分為六個區(qū)間，依據六階段PWM控制技術原理，三相整流器可通過在每60°區(qū)間內控制兩個開關管的通斷來實現(xiàn)單位功率因數［7］。在圖2中的（－30°～30°）區(qū)間內，雙向開關管Sa一直處于導通狀態(tài)，通過對開關管Sb和Sc高頻通斷控制，就能夠使相電流iLb和iLc跟蹤相電壓Ub和Uc。由三相電路對稱可得Ua＋Ub＋Uc＝0，ia＋ib＋ic＝0，因此相電流ia就可以跟蹤相電壓Ua，從而實現(xiàn)單位功率因數。對于其它區(qū)間也可進行類似的分析。三相VIENNA整流器在相電壓的每60°區(qū)間可解耦成圖3所示的串聯(lián)雙升壓拓撲結構［8］。圖中Tp和Tn為不同區(qū)間對應的開關，Up和Un為不同區(qū)間對應的等效電壓。對于圖3所示電路Tp和Tn有四種開關組合，分別為：①Tp導通，Tn導通；②Tp導通，Tp關斷；③Tp關斷，Tn導通；④Tp關斷，Tn關斷。對應如圖4所示的等效電路。

在固定開關頻率的控制電路中，每個開關周期都會有兩種可能的開關序列，比如狀態(tài)1，2，4（dp＜dn）或者是1，3，4（dp＞dn），其中dp和dn分別為開關Tp和Tn的占空比。由假設開關頻率遠遠大于電網頻率，從而串聯(lián)雙升壓電路拓撲可以看成一個dc－dc變換器，由電壓伏秒平衡原理知電感電壓平均值為零。可以推出：

對于平衡的三相系統(tǒng)，公式（2）成立：

從而公式（1）可以簡化為：

同樣可以證明，對于另一種開關序列1，3，4，公式（3）依然成立。公式（3）給出了當串聯(lián)型雙升壓拓撲運行于連續(xù)導通模式（CCM）時，占空比和輸入、輸出電壓之間的關系。

2 三相PFC控制器實現(xiàn)

為了實現(xiàn)三相VIENNA整流器的單位功率因數，需要達到在一個開關周期內每相電流跟隨輸入相電壓的控制目標［7］。表示為：

式中，Re代表反應負載電流的等效電阻?；谝陨侠碚摲治觯晒剑?）可以將控制目標簡化為：

把公式（5）代入公式（3）可以解出實現(xiàn)三相VIENNA整流器單位功率因數校正的關鍵函數。

圖1 三相VIENNA整流器

圖2 標準三相電網電壓波形

圖3 串聯(lián)雙升壓電路拓撲

圖4 串聯(lián)雙升壓電路在四種開關狀態(tài)時等效電路

式中，Rs代表等效的電流檢測電阻，代表反饋電壓環(huán)的輸出。使用帶復位開關的實時積分器和一些線性網絡（例如時鐘、比較器、加法器、觸發(fā)器［8］）就能夠實現(xiàn)單位功率因數的控制目標。在電網周期的每60°區(qū)間，都需要改變輸入電流檢測對象和控制不同的開關通斷，因此還需要多路開關轉換電路、區(qū)間選擇電路和輸出邏輯電路。圖5為實現(xiàn)式（6）給出的PFC函數的單周期控制模塊。

圖5 實現(xiàn)三相PFC函數的單周期控制框圖

3 系統(tǒng)的仿真分析

本文通過 MATLAB/Simulink仿真軟件對三相VIENNA整流器進行仿真，仿真結果驗證了控制方案的可行性。仿真參數設置如下：電網相電壓為180 V，輸入濾波電感為L＝4 mH，直流側電容C1＝C2＝1000μF，負載電阻為R＝100Ω，三相交流電壓頻率為50 Hz。

圖6為A相輸入電壓和電流的波形，由FFT分析可得電流的THD為3.96%，功率因數可以控制在0.99左右。由圖可以看出相電流能很好地跟蹤輸入相電壓，該系統(tǒng)能夠實現(xiàn)單位功率因數。從圖6能夠看出，輸入電流存在一定的畸變，原因在于每個60°區(qū)間，線電流從一相切換到另一相切換過程中出現(xiàn)的瞬態(tài)響應。圖7為輸出直流側電壓波形。

圖6 A相電壓和電流波形

圖7 負載側電壓波形

4 結 論

本文詳細分析了單周期控制三相VIENNA整流器的工作原理與控制規(guī)律，將三相VIENNA整流器解耦為串聯(lián)升壓的拓撲結構，控制電路通過一個積分器和一些邏輯電路就能夠解決推導的線性函數，從而可以實現(xiàn)單位功率因數和產生較低電流畸變。該控制器具有結構簡單，開關頻率恒定，不需要乘法器等優(yōu)點。在一個開關周期的每60°區(qū)間內，僅有兩個開關工作于高頻開關狀態(tài)，開關損耗明顯減少。仿真結果驗證了理論分析的正確性。

［1］ Schenk K，Cuk S.A simple three－phase power factor corrector with improved harmonic distortion［J］.PEPSC1997，1：399－405.

［2］ 孫友濤，曾 立，唐 軍.單周期控制三相PWM整流器電壓環(huán)小信號模型［J］.通信電源技術，2005，22（6）：21－23.

［3］ 張純江，顧和榮，趙清林，等.單周期控制無乘法器三相電壓型PWM 整流流器［J］.電工技術學報，2003，18（6）：28－32.

［4］ Salmon J C.Reliable 3－phase PWM boost rectifiers employing a series－connected dual boost converter sub－topology［J］.IAS’1994，1，2：781.

［5］ Tero Viitanen，Heikki Tuusa.A State Power Loss Consideration of the 50 kW VIENNA I and PWM Full bridge Three phase Rectifier［C］.IEEE，2002：915－920.

［6］ Smedley K M，Cuk S.One－cycle control of switching converters［J］.IEEE Transactions ON Power Electronics，1995，10（6）：625－633.

［7］ 張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計［M］.北京：電子工業(yè)出版社，1998.

［8］ QIAO C，SMEDLEY K M.A general three－phase PFC controller for rectifiers with a parallel－connected dual boost topology［J］.IEEE Trans Power Electron，2002，17（6）：925－934.