范景林，蔡芃芃

（洛陽電光設備研究所 河南 洛陽 471000）

近年來，提高開關電源的功率因數(shù)，減輕其對電網(wǎng)的污染成為電源發(fā)展的必然趨勢。為了使輸入電流諧波滿足要求，需要加入功率因數(shù)校正（PFC）電路[1]。目前小功率場合應用得最廣泛的是PFC級和PWM級共用一套控制電路，在獲得穩(wěn)定輸出的同時實現(xiàn)功率因數(shù)校正。這種方案具有電路簡單、成本低等優(yōu)點。

文中介紹了一種基于ICE1CS02的PFC+PWM電路的基本原理及其設計過程，并設計出500 W實際電路。

1 電路設計

英飛凌的ICE1CS02芯片是由功率因數(shù)校正（PFC）和脈寬調(diào)控（PWM）兩種電流模式控制器組成，其中PFC級采用非線性增益電路取代乘法器技術，可以獲得較高的功率因數(shù)；而PWM采用電流模式控制，可以提高響應速度和輕載時的系統(tǒng)效率。

電路的PFC級采用非隔離式Boost電路，具有效率高、易于實現(xiàn)等特點；而PWM級采用雙管正激電路結構，無需復位繞組，有利于減小變壓器的體積，提高開關電源功率密度和工作效率[2]。

PFC+雙管正激變換器主電路原理圖如圖1所示。

電路的工作原理簡述如下：當電路接通電源時，輸入交流電壓整流后的直流電壓給輔助源提供信號，從而給主控芯片提供啟動電壓。PFC級的電壓、電流反饋信號率先使前級進入正常工作，即PFC級輸出電壓400 VDC；后級DC/DC變換電路由TL431獲得偏差信號，經(jīng)光耦隔離后反饋到主控芯片，控制開關管的導通與截止，實現(xiàn)最終穩(wěn)壓輸出的目的。

在一個開關周期Ts內(nèi)，PFC級MOS管M1開關一次，后級MOS管M2和M3同步開關2次，頻率交錯易于消除相互之間的干擾。一個主控芯片提供兩種MOS管的控制信號，簡化了控制電路設計。

電路中，變壓器起隔離變壓作用，不再需要復位繞組。二極管D6和D7導通把激磁能量回饋給輸入源，并起去磁作用使變壓器維持磁平衡[3]。

圖1 PFC+雙管正激變換器主電路簡圖Fig.1 Structure diagram of the PFC+PWM Schematic

2 仿真分析

Saber仿真軟件是美國Synopsys公司開發(fā)的一款功能強大的系統(tǒng)仿真軟件。采用Saber仿真軟件對電路進行仿真分析可以驗證電路的工作原理和可行性。

仿真設計參數(shù)：輸入220 VAC；輸出24 V/21 A；后級MOS管工作頻率130 kHz；占空比0.4。

圖2為通過仿真得出的PWM級MOS管的DS電壓和主變壓器T1初級電壓、電流波形。

圖2 后級MOS管的DS電壓波形Fig.2 Simulation of MOSFETS of PWM state

PFC級輸出穩(wěn)定的直流電壓，PWM級MOS管導通時，兩管DS電壓均為零，變壓器輸入電流由于次級儲能電感的作用線性增加，如圖3中電流波形所示。

圖3 主變壓器T1初級電壓、電流波形Fig.3 Simulation of transformer of PWM state

關斷時，主變壓器初級電勢反向，通過二極管D6、D7把能量返回給輸入端，并完成磁復位，如圖3中電壓波形所示。

由仿真實驗驗證了電路的基本工作原理。

3 主變壓器設計

變壓器設計是整個電路設計的重點?，F(xiàn)就500 W電路討論PWM級正激式變壓器的設計（設計要求以仿真參數(shù)為例）：

根據(jù)輸出功率與磁芯尺寸的關系，粗略估算磁芯有效面積值，選擇磁芯型號的有效面積應大于理論計算值[4]。選用了EE42磁芯，其有效面積Ae為2.33 cm2。

電路工作頻率恒定，考慮高溫時飽和磁感應強度Bs會下降，同時為降低高頻工作時磁芯損耗，工作最大磁感應在一般選擇為 2 000～2 500 Gs。

Up為變壓器初級繞組電壓幅值；UD是PFC級輸出直流電壓；ΔU1是初級繞組和MOS管的導通壓降之和，在計算中可忽略不記。同理，變壓器次級繞組電壓幅值Us為：

D為占空比，由于雙管正激電路中變壓器需要磁復位，且根據(jù)伏秒時間相等原則，最大D不可能大于0.5，此處取0.35～0.4。

主變壓器原邊匝數(shù)：

EON是功率管導通時變壓器的伏秒量；ΔB磁通增量，此處取0.15～0.2 T。TON為導通時間。

主變壓器副邊匝數(shù)：

根據(jù)電流有效值和導線選擇經(jīng)驗，同時考慮高頻工作時導線的集膚效應，當電流較大時，采用多股并繞，每股線徑不得大于2倍穿透深度，漆包線的線徑和股數(shù)可適當調(diào)整，使線包每一層能正好繞滿，若計算出的原、副邊匝數(shù)非整數(shù)，可選擇匝數(shù)較小的一方取整，再根據(jù)匝比推算其他繞組匝數(shù)[5]。選取初級匝數(shù)為33匝，次級匝數(shù)為5匝。

根據(jù)公式 Ku=Ae/Q校核窗口，窗口系數(shù)Ku約為0.3～0.35。

在計算副邊取整過程中調(diào)整了匝數(shù)，應由公式Np=（Vin×Ton）/（ΔB×Ae）校核最大磁感應，最大磁感應在 3 000 Gs以內(nèi)。

4 實測波形分析

以下波形無特殊說明即為輸入電壓220 VAC；輸出功率500 W條件測試所得。

4.1 PFC級波形分析

PFC電路的主要作用是通過取樣輸入電壓波形，調(diào)整輸入電流波形使之正弦化且相位與電壓波形同步。

圖4 PFC級輸入電壓、電流波形Fig.4 Waveforms of input voltage and current of PFC state

由圖4可以看出，經(jīng)過功率因數(shù)校正電路，輸入電流正弦化，且相位和電壓波形一致。經(jīng)測試，功率因數(shù)達到了0.99。

4.2 PWM級波形分析

對于PWM級雙管正激電路而言，其輸入電壓即為PFC級輸出電壓，基本穩(wěn)定的400 VDC。 由于存在變壓器漏感和一些寄生參數(shù)，實際測試波形與仿真得到的波形有一些細微差別[6]。實驗波形如圖5和圖6所示。

圖5 后級MOS管M1&M2的電壓、電流波形Fig.5 Waveforms of MOSFETS of PWM state

圖6 主變壓器T1初級DS電壓波形Fig.6 Waveforms of transformer of PWM state

磁復位過程中，上、下兩功率管承受最大電壓不超過直流側輸入電壓與二極管D6、D7正向壓降之和。磁復位完成后，高頻變壓器初級電壓被鉗位在零點。此時，M2、M3兩管電壓均被鉗位在輸入電壓的一半位置。此階段一直保持到MOS管的下一次導通。圖5中DS電壓下降至一平臺處即為輸入電壓的一半，也標志著磁復位的完成。

5 結 論

分析了PFC+PWM電路的工作原理，通過500 W原理樣機測試結果可以看出，樣機滿載時效率可達88%；功率因數(shù)不小于0.99；負載調(diào)整率不大于0.5%；輸出24 V直流電壓精度較高。驗證了該電路具有驅(qū)動電路簡單、可靠性高、體積小、效率高等優(yōu)點，達到了在提高功率因數(shù)的前提下進行DCDC變換的目的。

[1]孫寶文，王志強，李廣全，等.單級功率因數(shù)校正（PFC）變換器的設計[J].通信電源技術，2003（4）：5-7.

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CHEN Min，MA Hao，XU De-hong.Influence of magnetizing inductance on operation of two transistor forward converter[J].Power Electronics，2001，35（6）：15-18.

[4]阮新波，嚴仰光.直流開關電源的軟開關技術[M].北京：科學出版社，2000.

[5]張占松，蔡宣三.開關電源的原理與設計[M].北京：電子工業(yè)出版社，1999.

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XIE Yong，LI Hang-jun，ZHOU Li-zhong.Development of the double transistor forward switching power supply[J].Power Electronics，2001，40（3）：102-105.