賀博 程善美 龔博

(華中科技大學(xué)，湖北 武漢 430074)

0 引言

常見的拓撲結(jié)構(gòu)有雙三電平橋結(jié)構(gòu)［1］、不對稱橋式結(jié)構(gòu)［2］等。本文采用一種混合三電平橋的拓撲結(jié)構(gòu)，只需6個開關(guān)管便可實現(xiàn)高功率因素和減小電網(wǎng)諧波等目標(biāo)。對于三電平結(jié)構(gòu)變流器，中點電壓平衡是一個影響系統(tǒng)性能的關(guān)鍵問題，比較常見的一種解決方法是采用SVPWM冗余矢量控制算法［3］。本文研究提出了一種適用于混合三電平橋且易于實現(xiàn)的中點電壓控制算法，并通過計算機仿真驗證了理論的正確性。

1 拓撲結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)單相三電平PWM整流器由兩組對稱的橋臂構(gòu)成，每組橋臂由4個開關(guān)器件以及2個箝位二極管組成，故總共所需的功率器件為8個開關(guān)器件和4個箝位二極管。本文所研究的單相混合三電平PWM整流器的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示［4］，這種結(jié)構(gòu)由6個開關(guān)器件、2個箝位二極管以及直流側(cè)的兩個電容組成。其中左半橋臂開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力為直流側(cè)電壓的一半，右半橋臂開關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力等于直流側(cè)電壓，故把這種結(jié)構(gòu)稱為混合三電平結(jié)構(gòu)［5］。

1.2 工作原理

整流器的控制核心是通過控制開關(guān)狀態(tài)來控制整流器交流側(cè)電壓Uzb，從而達到控制輸入電流和輸出電壓的目的。若開關(guān)管的開通和關(guān)斷分別用1和0表示，則有如下約束條件，

開關(guān)函數(shù)ga和gb定義如下:

圖1 混合三電平單相PWM整流器拓撲結(jié)構(gòu)

因此整個系統(tǒng)可以產(chǎn)生6種有效開關(guān)組合，每一種開關(guān)組合可以產(chǎn)生一種整流器交流側(cè)電平。每一種開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的等效電路如圖2所示。

圖2(a)對應(yīng)a1=1，gb=-1的開關(guān)狀態(tài)，此時開關(guān)管S1、S2和S'3導(dǎo)通，交流側(cè)電壓Uab=Udc。當(dāng)輸入電流大于零時，電容C1和C2通過輸入電流充電，當(dāng)輸入電流小于零時，電容C1和C2通過輸入電流放電;圖2(b)對應(yīng)ga=0，gb=-1的開關(guān)狀態(tài)，此時開關(guān)管S1、S'2和S3導(dǎo)通，交流側(cè)電壓Uab=U2。當(dāng)輸入電流大于零時，電容C2通過輸入電流充電，當(dāng)輸入電流小于零時，電容C2通過輸入電流放電。而電容C1始終通過負載電流放電;圖2(c)對應(yīng)ga=-1，gb=-1的開關(guān)狀態(tài)，此時開關(guān)管 S'1、S'2和S'3導(dǎo)通，交流側(cè)電壓Uab=0。電容C1和C2都通過負載電流放電;圖2(d)對應(yīng)g1=1，gb=1的開關(guān)狀態(tài)，此時開關(guān)管S1、S2和S3導(dǎo)通，交流側(cè)電壓Uab=0。電容C1和C2都通過負載電流放電;圖2(e)對應(yīng)ga=0，gb=1的開關(guān)狀態(tài)，此時開關(guān)管S1、S'2和S3導(dǎo)通，交流側(cè)電壓Uab=-U1。當(dāng)輸入電流大于零時，電容C1通過輸入電流放電，當(dāng)輸入電流小于零時，電容C1通過輸入電流充電。而電容C2始終通過負載電流放電;圖2(f)對應(yīng)ga=-1，gb=1的開關(guān)狀態(tài)，此時開關(guān)管S'1、S'2和S'3導(dǎo)通，交流側(cè)電壓Uab=-Udc。當(dāng)輸入電流大于零時，電容C1和C2通過輸入電流放電，當(dāng)輸入電流小于零時，電容C1和C2通過輸入電流充電。

圖2 不同開關(guān)狀態(tài)分別對應(yīng)的等效電路

六種開關(guān)組合中有兩個對應(yīng)同一個電平，故總共可產(chǎn)生五種電平的整流器交流側(cè)電壓Uab，如表1所示。

表1 開關(guān)組合

表中，U1+U2=Udc，-U1-U2=-Udc，故有效的開關(guān)組合可以產(chǎn)生五個交流側(cè)電壓的電平值為Udc、U2、0、-U1、-Udc。這五個電平構(gòu)成三電平SVPWM控制算法的基礎(chǔ)矢量。

2 控制策略

若忽略輸入側(cè)的電阻，單相PWM整流器交流側(cè)等效電路如圖3所示，則有向量等式:

通過控制交流側(cè)電壓Uab達到控制輸入電流is的目的。在PWM整流器的各種控制方案中，電壓電流雙閉環(huán)控制是一種高性能控制方案，其結(jié)構(gòu)簡單，具有很好的動態(tài)和靜態(tài)性能，本文便采樣這種方法。

2.1 雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)

單相PWM整流器的控制系統(tǒng)采用電壓電流雙閉環(huán)控制，其控制框圖如圖3所示。外環(huán)為電壓環(huán)，通過對直流側(cè)輸出電壓進行PI控制，得到穩(wěn)定的直流母線電壓輸出，電壓環(huán)PI控制器的輸出作為輸入電流給定值的幅值，鎖相環(huán)PLL檢測輸入電壓的相位和頻率作為輸入電流給定值的相位和頻率，從而得到輸入電流給定值，通過電流環(huán)的PI控制，使得輸入電流實際值跟蹤給定值。電流環(huán)PI控制器的輸出作為電感電壓給定值，網(wǎng)側(cè)輸入電壓US減去便可得到交流側(cè)電壓調(diào)制波，再通過 SVPWM算法即可達到期望控制目標(biāo)。這種方法引入網(wǎng)側(cè)輸入電壓作前饋控制，當(dāng)輸入電壓發(fā)生變化時，系統(tǒng)動態(tài)性能更好［6］。

圖3 單相PWM整流器交流側(cè)等效電路

圖4 單相PWM整流器控制框圖

2.2 三電平SVPWM調(diào)制策略

單相整流器三電平SVPWM算法將交流側(cè)電壓的五個電平值 Udc、U2、0、-U1、-Udc作為基礎(chǔ)矢量，并以此為依據(jù)將調(diào)制波劃分為四個區(qū)間［7］，如圖5所示。

根據(jù)PWM控制技術(shù)的面積等效原理，在每個區(qū)間內(nèi)，使用相鄰的兩個基礎(chǔ)矢量Uk和Uk+1合成調(diào)制波，例如區(qū)間1中，Uk=Udc，Uk+1=U2，其他區(qū)間的矢量合成如表2所示。

表2 不同區(qū)間對應(yīng)的基礎(chǔ)矢量

除了0矢量對應(yīng)兩種開關(guān)狀態(tài)外，其他每一個矢量都對應(yīng)一種開關(guān)狀態(tài)。下面分析每一種矢量的作用時間。

圖5 單相三電平SVPWM調(diào)制策略

其中，T1和T2分別為矢量Uk和Uk+1的作用時間，Ts為開關(guān)周期，聯(lián)立(3)、(4)兩式即可求出T1和T2:

2.3 中點電壓平衡控制

對于三電平結(jié)構(gòu)PWM變流器，中點平衡問題是一個關(guān)鍵問題。直流側(cè)兩個電容電壓的不平衡會導(dǎo)致其中一個開關(guān)器件所承受的電壓應(yīng)力增大、交流側(cè)電壓諧波增加等問題，從而影響系統(tǒng)的整體性能和增加系統(tǒng)成本。因此必須確保中點電壓平衡。

對于混合三電平拓撲結(jié)構(gòu)，根據(jù)1.2節(jié)的分析可知，只有圖2(b)和圖2(e)對應(yīng)的兩種開關(guān)狀態(tài)會導(dǎo)致中點電壓變化，在功率比較大的場合，輸入側(cè)電感一般比較小，根據(jù)式(2)可認為調(diào)制波與輸入電壓相位Us基本相同，即與IS基本同相位。故當(dāng)在區(qū)間1和2內(nèi)時，基礎(chǔ)矢量U2導(dǎo)致電容C2兩端電壓增加，而基礎(chǔ)矢量Udc和0矢量導(dǎo)致C1和C2同時放電，它們兩端電壓都降低;同理，在區(qū)間3和4內(nèi)基礎(chǔ)矢量-U1使得C1兩端電壓增加，基礎(chǔ)矢量-Udc和0矢量使得兩端電壓都降低。因此，中點電壓以基頻波動，此波動為系統(tǒng)固有波動，無法消除。但是采用適當(dāng)?shù)乃惴梢越鉀Q實際應(yīng)用中兩個電容容值不完全相等導(dǎo)致的中點電壓不平衡問題。

本文采用直流側(cè)電容電壓前饋控制方法［8］，該方法比較簡單，將兩個電容電壓差值作為電壓平衡PI調(diào)節(jié)器的輸入，將該調(diào)節(jié)器的輸出引入到電流控制環(huán)中，以達到中點電壓平衡，如圖4中虛線框內(nèi)所示。當(dāng)U1＞U2時，輸入電流給定值增加了一個正向直流分量，在電流環(huán)的控制下，實際輸入電流也增加了一個正向直流分量，導(dǎo)致-。dc/2矢量狀態(tài)下的C1的充電電流減小，Udc/2矢量狀態(tài)下的C2充電電流增加，從而使中點電壓趨向平衡。U1＜U2時的中點平衡控制器的作用過程與此類似。

3 仿真結(jié)果及分析

系統(tǒng)仿真參數(shù)設(shè)置如下:網(wǎng)側(cè)輸入電壓有效值US=470V，輸入側(cè)電感L=2.7mH，直流側(cè)電容C1=C2=20mF，為了更好的驗證中點平衡算法的有效性，在電容C2兩端并聯(lián)一個500Ω的電阻。直流側(cè)電壓給定值Udc=850V，負載電阻RL=15Ω，在第4秒進行突加負載實驗，負載電阻減半。設(shè)定開關(guān)頻率為2kHz。

采用MATLAB/Simulink進行計算機仿真，仿真結(jié)果如圖6～9所示。

直流母線電壓波形如圖6所示，第4秒開始突加負載，從仿真波形可以看出直流母線電壓具有很好的動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能。從圖7(a)所示的輸入電壓電流波形可以看出，輸入側(cè)具有很高的功率因素，對輸入電流做FFT分析得知，輸入電流的諧波含量較小，總諧波畸變率(THD)為3.46%，具有較好的性能，滿足國際標(biāo)準(zhǔn)IEC1000-3-2。圖8所示為整流器交流側(cè)電壓Uab的波形，該電壓為三電平PWM波形，滿足設(shè)計期望。圖9為直流側(cè)兩個電容差值，在1.5s處加入中點平衡控制算法，由圖可知，該中點平衡算法行之有效。

圖9 直流側(cè)兩個電容電壓差值

4 結(jié)束語

本文分析研究了混合三電平單相PWM整流器的拓撲結(jié)構(gòu)和工作原理，采用帶電壓前饋的雙閉環(huán)控制和SVPWM調(diào)制策略進行控制，并進行了計算機仿真研究。仿真結(jié)果表明該方案具有輸入功率因素小，輸入電流諧波小等優(yōu)點，同時中點電壓平衡能夠得到有效控制，驗證了該方案的正確性和有效性。

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