閔 田，趙咸紅

(1.光纖通信技術(shù)和網(wǎng)絡(luò)國(guó)家實(shí)驗(yàn)室，湖北 武漢 430074;2.烽火網(wǎng)絡(luò)有限公司，湖北 武漢 430074)

電源就像人體的血液，可以說(shuō)是所有設(shè)備的動(dòng)力。而由于開關(guān)電源具有功耗小、效率高、穩(wěn)壓范圍寬、濾波效率高等優(yōu)點(diǎn)，在通信、計(jì)算機(jī)、航天航空等領(lǐng)域已得到廣泛的應(yīng)用。同時(shí)，大功率的板級(jí)供電在各行各業(yè)更是廣泛需要，特別是低壓輸出的。本文提出了一套利用TI的TPS40140的控制器實(shí)現(xiàn)的供電方案［1-4］。

1 TPS40140簡(jiǎn)介

TPS40140是一個(gè)款多功能的同步降壓型控制器，可以兩相供電提供單一輸出或者兩相供電分別輸出獨(dú)立電源。同時(shí)多個(gè)TPS40140可以最多堆疊至16相，使多項(xiàng)同時(shí)工作以實(shí)現(xiàn)大功率的供電，并聯(lián)輸出最大電流可達(dá)320 A。輸入電壓范圍為:4.5 ～15 V，輸出電壓范圍為:0.7 ～5.8 V，開關(guān)頻率最高可編程至1 MHz。采用6 mm×6 mm，36 pin的QFN封裝形式，可以節(jié)約PCB布板空間。

1.1 多相位時(shí)鐘同步

TPS40140既可以做主控制器，也可以做從控制器。當(dāng)單片獨(dú)立工作時(shí)，2個(gè)通道的相位差為180度，而多片堆疊工作時(shí)，從通道相對(duì)于主通道的相位偏移是可編程的。

在多控制器系統(tǒng)里有主有從，有一個(gè)20 A的電流源從主控制器的PHSEL引腳出來(lái)，根據(jù)從控制器的數(shù)量，從控制器從主控制器的CLKIO信號(hào)中選擇恰當(dāng)?shù)难訒r(shí)來(lái)達(dá)到相位交錯(cuò)的目的。1個(gè)確定的主或從控制器的2個(gè)相位永遠(yuǎn)錯(cuò)位180度。

1個(gè)6相的工作示例如圖1所示，在1個(gè)周期里有6相電流，每相20 A，如圖2所示均勻的出現(xiàn)在合適的位置，1片2相，總共可達(dá)到120 A的電流。

主時(shí)鐘控制器是產(chǎn)生使主時(shí)鐘和從時(shí)鐘之間相位同步的CLKIO信號(hào)的控制器，從時(shí)鐘接收來(lái)自主時(shí)鐘控制器的CLKIO信號(hào)，如圖3所示，由連接在PHSEL上的電阻完成從時(shí)鐘的相移。

圖3 單個(gè)控制器與外部時(shí)鐘同步

如果外部CLKIO信號(hào)是沒(méi)有缺失脈沖的時(shí)鐘信號(hào)，那么PWM的頻率就是1/8的外部時(shí)鐘，如果外部CLKIO信號(hào)每6個(gè)或8個(gè)時(shí)鐘周期出現(xiàn)1個(gè)缺失脈沖，那么主同步的相位是由PHSEL腳的電壓來(lái)決定的。圖3中EXTCLK-A是1個(gè)連續(xù)的沒(méi)有缺失的時(shí)鐘信號(hào)，PWM-A信號(hào)是同步與時(shí)鐘信號(hào)的同步頻率，顯然PWM信號(hào)的頻率是1/8的EXTCLK-A信號(hào)。EXTCLK-S是每8個(gè)周期缺失1個(gè)脈沖的時(shí)鐘信號(hào)，而PWM-S的頻率是根據(jù)PHSEL腳的電壓來(lái)決定的。由于PHSEL接地，則PWM-S信號(hào)會(huì)比缺失脈沖的下降沿移相90°。

1.2 電流控制型脈寬調(diào)制

一般脈寬調(diào)制器是按反饋電壓來(lái)調(diào)節(jié)脈寬的，而電流控制性脈寬調(diào)制器就是按反饋電流來(lái)調(diào)節(jié)脈寬。在脈寬比較器的輸入端直接用流過(guò)輸出電感線圈電流的信號(hào)與誤差放大器輸出信號(hào)進(jìn)行比較，從而調(diào)節(jié)占空比使輸出的電感峰值電流隨誤差電壓變化而變化。由于結(jié)構(gòu)上由電壓環(huán)、電流環(huán)雙環(huán)系統(tǒng)，因此，無(wú)論開關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都將有所提高。

電感-電流檢測(cè)方式原理如圖4所示，相對(duì)于用1個(gè)既占PCB面積又影響性能的電流檢測(cè)電阻，這是一種無(wú)損耗的方式。

圖4 電感-電流檢測(cè)方式

電感L1包括其感值L，和直流阻抗DCR兩個(gè)參數(shù)。L/DCR的時(shí)間常數(shù)需等于R1×C1的時(shí)間常數(shù)。選擇C1為 0.1 μF，則公式為

送入電流檢測(cè)放大器的電壓Vc，由式(2)求得

由圖5可以看到，輸出電流IOUT流過(guò)RSNS(圖4中電感的DCR)派生出一個(gè)穿過(guò)它的電壓VC，代表輸出的電流。電壓VC也會(huì)被來(lái)自與輸出電感并聯(lián)的一個(gè)R-C網(wǎng)絡(luò)所驅(qū)動(dòng)。這個(gè)電壓會(huì)按照12.5倍的增益進(jìn)行放大，隨后與誤差放大器的輸出(COMP)相減，得到電壓Ve。Ve信號(hào)會(huì)與斜率補(bǔ)償信號(hào)RAMP比較以生成PWM給調(diào)制器。由于輸出的電流增大，放大后的VC引起Ve信號(hào)的降低。為了保證適合的占空比(PWM)，COMP信號(hào)必需增大。因此，COMP信號(hào)的大小包含了輸出電流的信息:

這是過(guò)流檢測(cè)中的一部分，且被比較器U7知曉，并將ILIM的電壓與COMP進(jìn)行比較。為了在PWM上，獲得合適的占空比，Ve表達(dá)式為

組合公式為

經(jīng)誤差放大器后將輸出電壓通過(guò)負(fù)反饋引入COMP端。這樣一個(gè)完成的閉環(huán)反饋系統(tǒng)就實(shí)現(xiàn)了。

圖5 輸出電流檢測(cè)和過(guò)流保護(hù)

2 供電方案的電路設(shè)計(jì)與參數(shù)選擇

2.1 控制電路

1)預(yù)偏置啟動(dòng):圖6是TPS40140典型的單片兩相工作時(shí)的電路圖，接至TRKx管腳的電容用來(lái)設(shè)置上電時(shí)間，當(dāng)UVLO_CEx為高時(shí)，內(nèi)部的上電復(fù)位清除，標(biāo)準(zhǔn)電流源開始給外部緩啟動(dòng)電容充電，PGOOD管腳上電過(guò)程中是拉低的。當(dāng)緩啟動(dòng)電壓上升到0.7 V參考電壓時(shí)，對(duì)輸出將不再有任何影響，而當(dāng)緩啟動(dòng)電壓上升到1.4 V時(shí)，PGOOD管腳將會(huì)輸出高電平。

2)可編程欠壓鎖定:當(dāng)控制器開始工作，在UVLO_CEx管腳有一個(gè)分壓電路設(shè)置在2 V，當(dāng)UVLO_CEx管腳的電壓超過(guò)1 V的時(shí)候，內(nèi)部寄存器使能，但是當(dāng)電壓達(dá)到2 V開關(guān)才會(huì)打開。

3)過(guò)流檢測(cè)及暫停模式:當(dāng)控制器發(fā)現(xiàn)7個(gè)周期的過(guò)流情況，就會(huì)關(guān)斷上、下MOS管，從而進(jìn)入一種暫停模式。經(jīng)過(guò)7個(gè)緩啟動(dòng)周期后，再次嘗試正常開關(guān)。如果過(guò)流情況已經(jīng)解決，則恢復(fù)正常操作，否則不斷重復(fù)此過(guò)程。此外，如果FB管腳檢測(cè)的輸出電壓小于0.588 V，低于欠壓保護(hù)的閾值(也就是84%的VREF)，控制器也會(huì)進(jìn)入暫停模式中。

4)設(shè)置開關(guān)頻率:開關(guān)頻率的設(shè)置是通過(guò)連接在RT管腳到地的電阻值來(lái)確定。具體的計(jì)算公式為

式中:fPH是單相的相位頻率，單位kHz，R的單位是kΩ。

5)輸出過(guò)壓保護(hù)機(jī)制:這個(gè)機(jī)制是當(dāng)FB管腳的電壓超過(guò)過(guò)壓保護(hù)的閾值810 mV打開下管，保持上管關(guān)斷，下管打開直到FB的電壓回落到欠壓閾值以下，控制器將進(jìn)入到一個(gè)暫?；謴?fù)周期。任何時(shí)候控制器使能，F(xiàn)B管腳的電壓超過(guò)過(guò)壓閾值，下管就會(huì)打開直到FB電壓降到欠壓閾值。

圖6 TPS40140單片兩相電路

2.2 反饋電路及其參數(shù)選定

圖7為Ⅲ型誤差放大，它含有兩個(gè)零點(diǎn)和兩個(gè)極點(diǎn)，以及一個(gè)初始極點(diǎn)。

傳遞函數(shù)為

第一個(gè)初始極點(diǎn)頻率為

圖7 Ⅲ型補(bǔ)償電路

在此頻率處，R1的阻抗等于并聯(lián)C1和C2的容抗。第一個(gè)零點(diǎn)頻率為

在此頻率處，R2的阻抗等于C1的阻抗。第二個(gè)零點(diǎn)頻率為

在此頻率處，R1和R3的阻抗等于C3的阻抗。第一個(gè)極點(diǎn)頻率為

在此頻率處，R2的阻抗等于C1和C2串聯(lián)口的阻抗。第二個(gè)極點(diǎn)頻率為

在此頻率處，R3的阻抗等于C3的阻抗。

若假設(shè) R1=10 kΩ，則可計(jì)算出 C1=16.6 nF，R2=1.2 kΩ，C2=880 pF，C3=2 nF，R3=398 Ω。

然而，電路穩(wěn)定的增益準(zhǔn)則有三:第一，在開環(huán)增益為1的頻率處，系統(tǒng)所有環(huán)節(jié)的總開環(huán)相位延遲必須小于360°;第二，系統(tǒng)的開環(huán)增益曲線在剪切頻率附近的增益斜率應(yīng)為-1;第三，提供所需的相位裕量，且相位裕量越大越好。而以上理論值是在系統(tǒng)保有45°相位裕量的基礎(chǔ)上計(jì)算得出的，這是最小的理想相位裕量，在實(shí)際電路中會(huì)做出一定的調(diào)整，相應(yīng)地增大相位裕量，故通過(guò)實(shí)驗(yàn)和測(cè)試選擇了下面參數(shù):C1=22 nF，R2=5.1 kΩ，C2=2200 pF，C3=680 pF，R3=2 kΩ。

在實(shí)測(cè)過(guò)程中，C2的改變對(duì)于開關(guān)信號(hào)SW的影響最為顯著。

當(dāng)采用當(dāng)C2=880 pF時(shí)，SW信號(hào)如圖8a所示，下降沿抖動(dòng)厲害，且上升沿不夠直。

當(dāng)增大C2的值，C2=1000 pF時(shí)，如圖8b所示，上升沿很直，滿足要求，且下降沿抖動(dòng)有明顯改善。

再次增大C2，使C2=2200 pF，如圖8c所示，下降沿抖動(dòng)減小到27.6 ns的范圍內(nèi)，再增大C2改善就不明顯了。

圖8 SW信號(hào)波形

造成這種現(xiàn)象的主要原因是，C2主要是濾除高頻分量，它選出極點(diǎn)頻率，遠(yuǎn)離零點(diǎn)頻率，增大C2使得SW下降沿抖動(dòng)不斷減小說(shuō)明越來(lái)越靠近極點(diǎn)，遠(yuǎn)離零點(diǎn)位置。而當(dāng)C2增大到2200 pF時(shí)，不在明顯改善說(shuō)明此時(shí)已經(jīng)最靠近極點(diǎn)頻率，如果再增大可能會(huì)出現(xiàn)反效果，而遠(yuǎn)離極點(diǎn)頻率。

圖9是一個(gè)Ⅲ型補(bǔ)償電路的響應(yīng)圖，可以在實(shí)際的響應(yīng)過(guò)程中明確零極點(diǎn)的位置，通過(guò)此圖可以更清晰地看到零極點(diǎn)的轉(zhuǎn)換，也可有助于選擇參數(shù)。

3 結(jié)論

本文介紹了由TI的TPS40140作為控制器的一整套板級(jí)供電方案，利用TPS40140顯著提高了負(fù)載處理能力，并簡(jiǎn)化了系統(tǒng)設(shè)計(jì)，幫助計(jì)人員更輕松地開發(fā)高效工作的完整多相電源系統(tǒng)，并在實(shí)際電路中對(duì)反饋電路參數(shù)的計(jì)算方法進(jìn)行了驗(yàn)證。

圖9 Ⅲ型補(bǔ)償電路的響應(yīng)

［1］Texas Instruments.Dual or 2-phase，stackable controller［R/OL］.［2011-09-15］.http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tps40140.pdf.

［2］PRESSMAN A.Switching power supply design［M］.［S.l.］:McGraw-Hill Companies，2005.

［3］Texas Instruments.Loop stability analysis of voltage mode buck regulator［R/OL］.［2011-09-15］.http://www.ti.com.cn/cn/lit/an/slva301/slva301.pdf.

［4］Texas Instruments.Designing stable control loops［R/OL］.［2011-09-15］.http://www.datasheetarchive.com/Designing Stable Control Loops，SEM 1400，2001 Se-datasheet.html.