周競之 王海洋 何小平 陳維青 郭 帆 邱愛慈

（西北核技術(shù)研究所 西安 710024）

1 引言

大功率半導(dǎo)體開關(guān)中，反向觸發(fā)導(dǎo)通雙極晶閘管（Reversly Switched-on Dynistor,RSD）是目前通流能力最強的半導(dǎo)體器件之一[1]。它的導(dǎo)通速度快，電流上升速率最高可達70kA/μs[2]。相比其他大電流開關(guān)，RSD還具有長壽命、可靠性高、無污染等優(yōu)點。在高壓大功率電源中[3-7]有廣泛的應(yīng)用前景。

RSD應(yīng)用技術(shù)的關(guān)鍵在于觸發(fā)技術(shù)，俄羅斯Ioffe物理研究所對RSD觸發(fā)導(dǎo)通的物理過程進行了理論分析[2]，提出以臨界觸發(fā)電荷量作為RSD觸發(fā)充分與否的判據(jù)，并給出了計算公式，由于理論分析中的條件簡化，公式的計算結(jié)果不能完全適用于不同脈寬觸發(fā)的情況。雖然國內(nèi)外對RSD的觸發(fā)特性進行過實驗研究[8,9]，證實了觸發(fā)電荷量是影響RSD導(dǎo)通狀況的決定因素。但相關(guān)實驗多局限于單個觸發(fā)脈沖寬度，對觸發(fā)脈寬0.5～2μs，特別是0.5μs以下的觸發(fā)導(dǎo)通性能的實驗結(jié)果未見報道。

本文對四種觸發(fā)脈寬2μs、1μs、500ns和250ns下RSD的觸發(fā)導(dǎo)通狀況進行了對比實驗，不同脈寬下實驗獲得的臨界觸發(fā)電荷量可為計算公式的修正提供參考數(shù)據(jù)；也為設(shè)計RSD短脈沖觸發(fā)電路提供參考，在工程實踐中，縮短RSD的觸發(fā)電流脈寬有助于實現(xiàn)RSD開關(guān)組件的小型化。因此本文主要研究不同觸發(fā)脈沖寬度下的RSD觸發(fā)導(dǎo)通特性規(guī)律，著重研究短脈沖觸發(fā)作用下的導(dǎo)通狀況，具有理論和工程意義。

2 RSD的結(jié)構(gòu)和觸發(fā)條件

RSD是一種類晶閘管器件，不同的是RSD不含門極，屬于兩端器件。它的半導(dǎo)體結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 RSD的半導(dǎo)體結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Schematic of semiconductor structure of RSD

RSD的陽極均勻分布著上萬個高摻雜濃度的p+和n+單元。從縱向來看，RSD相當(dāng)于大量pnpn晶閘管單元與npnn+晶體管單元的并聯(lián)。由于陰極發(fā)射結(jié)n+p的反向擊穿電壓低，在反向電壓下會發(fā)生擊穿；此時npnn+晶體管變成pnn+二極管，可以看出RSD反向等效于二極管。

RSD依靠反向電流進行觸發(fā)。觸發(fā)電流反向流過RSD時，會在n基區(qū)內(nèi)累積生成大量的非平衡載流子，使得原來保持高阻狀態(tài)的n基區(qū)電導(dǎo)率升高，從而達到導(dǎo)通的條件。n基區(qū)內(nèi)非平衡載流子的濃度越高，RSD的觸發(fā)越充分。觸發(fā)過程中n基區(qū)內(nèi)生成非平衡載流子濃度的高低與觸發(fā)電流注入RSD的觸發(fā)電荷量QR有關(guān)。

要保證RSD獲得充分觸發(fā)而均勻?qū)?，它的觸發(fā)電流脈沖必須滿足一定的條件。俄羅斯學(xué)者通過理論分析，給出了保證RSD均勻?qū)ǖ挠|發(fā)條件[8]。

式中jR——觸發(fā)電流面密度（A/cm2）；

S——RSD的管芯面積（cm2）；

tR——觸發(fā)電流脈沖寬度（μs）；

djF/dt——導(dǎo)通后正向電流密度上升速率，kA/(μs·cm2)；

A——比例系數(shù)，與半導(dǎo)體參數(shù)有關(guān)[(2.6～3.4)×10-14s2]；

對式（1）兩邊同時在RSD的芯片面積上進行面積分，式（1）變成

3 RSD觸發(fā)導(dǎo)通特性測試平臺設(shè)計

3.1 實驗電路方案

實驗電路原理圖如圖2所示，圖中包括主回路和觸發(fā)回路兩部分。

圖2 實驗電路原理圖Fig.2 Schematic of experimental circuit

觸發(fā)回路采用直接放電的方式對RSD進行觸發(fā)。整個實驗電路的工作過程如下：初始條件下主電容C充正電2kV，觸發(fā)電容C1充負(fù)高壓，幅值可調(diào)；此時RSD承受正向2kV的電壓。當(dāng)控制開關(guān)受控導(dǎo)通后，觸發(fā)回路開始振蕩放電，由于RSD反向等效于二極管，因此觸發(fā)回路的振蕩電流幾乎全部反向流過RSD，成為RSD的觸發(fā)電流。觸發(fā)過程中原來加在RSD兩端的正向電壓由磁開關(guān)承受，磁開關(guān)處于阻抗很高的非飽和狀態(tài)，阻止了主回路的放電。觸發(fā)電流脈沖結(jié)束時，磁開關(guān)也恰好飽和導(dǎo)通；主電容通過RSD對負(fù)載放電。

通過改變觸發(fā)回路中的C1、L1和R1可以調(diào)節(jié)觸發(fā)脈沖的寬度；在回路參數(shù)不變的情況下，通過改變電容C1的充電電壓U1可以調(diào)節(jié)觸發(fā)脈沖的幅值。本文實驗了四種不同觸發(fā)脈寬，分別為2μs、1μs、500ns和250ns。

如果RSD觸發(fā)充分導(dǎo)通均勻，那么RSD導(dǎo)通過程中的壓降相對較低，表明RSD導(dǎo)通過程中損耗較小；反之如果觸發(fā)不充分，RSD內(nèi)部會發(fā)生局部導(dǎo)通，導(dǎo)通壓降升高，損耗增大。因此通過測量RSD兩端的導(dǎo)通壓降來反映RSD的導(dǎo)通狀況。RSD觸發(fā)水平的高低由觸發(fā)電流脈沖決定，選用電流線圈對觸發(fā)電流進行測量。圖2中標(biāo)出了電壓探頭和電流線圈的位置。

3.2 磁開關(guān)設(shè)計

磁開關(guān)是帶有磁心的電感，其電感LMS為

式中N——磁開關(guān)匝數(shù)；

Sm——橫截面積；

lm——平均磁路長度。

磁開關(guān)的電感與磁心的脈沖相對磁導(dǎo)率μp成正比。磁開關(guān)保持關(guān)斷狀態(tài)的時間稱為隔離時間。隔離時間td由式（4）確定。

式中uMS——磁開關(guān)兩端的電壓；

ΔB——磁心從非飽和狀態(tài)到飽和狀態(tài)的磁

感應(yīng)強度變化量。

實驗選用具有高飽和磁感應(yīng)強度、高矩形比的鐵基非晶材料2605SA1制作磁心。圖3是實測的非晶材料2605SA1的單邊磁滯回線。

圖3 非晶材料2605SA1的單邊磁滯回線Fig.3 Half hysteresis loop of amorphous 2605SA1

根據(jù)實測的磁心材料參數(shù)，設(shè)計出如表1所示的磁開關(guān)結(jié)構(gòu)參數(shù)，磁開關(guān)采用多片環(huán)形磁心疊加的方式組成。

表1 不同隔離時間的磁開關(guān)結(jié)構(gòu)參數(shù)Tab.1 Parameters of magnetic switch structure withdifferent delay times

表1中的6只磁開關(guān)分別對應(yīng)四種不同的隔離時間，這6只磁開關(guān)從左到右、從上到下依次編號為1#到6#。其中同一橫排的1#、2#和3#磁開關(guān)飽和電感相等，4#、5#和6#磁開關(guān)飽和電感相等。這樣可以保證主回路放電的一致性。

4 觸發(fā)導(dǎo)通特性的實驗

4.1 不同觸發(fā)脈寬下的觸發(fā)電流

圖4給出了1μs和250ns兩種觸發(fā)脈寬下的觸發(fā)電流波形。要保證足夠的觸發(fā)電荷量，觸發(fā)脈寬越短的觸發(fā)電流幅值越高。因此實驗中電容C1的充電電壓在不同脈寬下需做較大范圍的調(diào)節(jié)，調(diào)節(jié)范圍從0.6～11kV。

圖4 兩種觸發(fā)脈寬下的觸發(fā)電流脈沖波形Fig.4 Waveforms of trigger current with two pulse widths

4.2 不同觸發(fā)脈寬下的RSD觸發(fā)導(dǎo)通特性

圖5 是測得的2μs觸發(fā)脈寬下RSD的導(dǎo)通壓降和回路電流波形?？梢钥闯鰣D5a中的觸發(fā)電流較高，圖5b中的觸發(fā)電流較低，造成的結(jié)果是圖5b中的導(dǎo)通壓降出現(xiàn)了明顯的尖峰，這是由于觸發(fā)不充分導(dǎo)致RSD內(nèi)部發(fā)生載流子耗盡造成的。雖然圖5a和圖5b的主電流波形沒有明顯的差別，但是如果RSD長期工作在觸發(fā)不充分的狀態(tài)，很容易導(dǎo)致器件損壞。

圖5 2μs觸發(fā)脈寬下的導(dǎo)通壓降和電流波形Fig.5 Waveforms of switching voltage and current under trigger current pulse width of 2μs

為了找到RSD導(dǎo)通狀況的變化規(guī)律，實驗了多種不同觸發(fā)電流幅值下的情況。通過對觸發(fā)電流積分得到觸發(fā)電荷量QR和測量RSD的峰值導(dǎo)通壓降UTmax，得到如圖6所示的變化曲線。

圖6 2μs觸發(fā)脈寬下的峰值導(dǎo)通壓降隨觸發(fā)電荷量的變化曲線Fig.6 Curve of peak voltage vs.trigger charge under trigger current pulse width of 2μs

圖7 兩種觸發(fā)脈寬下的峰值導(dǎo)通壓降隨觸發(fā)電荷量的變化曲線Fig.7 Curves of peak voltage vs.trigger charge under two different trigger current pulse widths

圖8 是觸發(fā)脈寬250ns下峰值導(dǎo)通壓降隨觸發(fā)電荷量的變化曲線。從曲線的形狀來看，250ns觸發(fā)脈寬與其他三種觸發(fā)脈寬基本一致。不同的是，250ns觸發(fā)脈寬下峰值導(dǎo)通壓降約為220V，遠(yuǎn)高于其他觸發(fā)脈寬的情況。這表明RSD內(nèi)部還是發(fā)生了載流子耗盡，觸發(fā)不夠充分。

圖8 250 ns觸發(fā)脈寬下的峰值導(dǎo)通壓降隨觸發(fā)電荷量的變化曲線Fig.8 Curve of peak voltage vs trigger charge under trigger current pulse width of 250ns

250ns觸發(fā)脈寬下的實際觸發(fā)電荷量達到了270μC，比式（2）估算所需臨界觸發(fā)電荷量的具體數(shù)值高出許多，但仍無法生成足夠的載流子濃度保證RSD均勻?qū)?。從理論上分析，可能是由于觸發(fā)電流密度過高導(dǎo)致中間pn結(jié)注入系數(shù)降低造成的[10]。當(dāng)觸發(fā)電流增大到一定程度，特別是在電流密度高于200A/cm2時，p基區(qū)內(nèi)俄歇復(fù)合成為主要的復(fù)合方式，復(fù)合速度加快。此時需要更多的電子注入p基區(qū)來完成復(fù)合，那么就會有一部分電子電流直接注入p基區(qū)，導(dǎo)致了中間pn結(jié)處空穴電流占觸發(fā)電流比例的降低，也稱為空穴電流注入系數(shù)的降低；這意味著只有部分觸發(fā)電流參與生成載流子。因此RSD未能生成足夠的載流子濃度。

4.3 不同觸發(fā)脈寬下的臨界觸發(fā)電荷量計算公式

表2 不同觸發(fā)脈寬下的比例系數(shù)ATab.2 Proportion factor A of different trigger current pulse widths

對于不同的觸發(fā)脈寬，比例系數(shù)A不是一個常量，而是隨觸發(fā)脈寬的增加而增大。俄羅斯學(xué)者給出的比例系數(shù)A為常數(shù)[8]，僅與半導(dǎo)體的固有物理參數(shù)有關(guān)，這是因為在理論推導(dǎo)過程中忽略了觸發(fā)過程中的復(fù)合作用。而實際上觸發(fā)過程中載流子在累積生成的同時也在復(fù)合減少。由于載流子壽命和觸發(fā)脈寬都在微秒量級，因此不能忽略復(fù)合對載流子生成情況的影響。觸發(fā)脈寬越長，載流子復(fù)合減少的數(shù)量越多；要保證生成RSD均勻?qū)ㄋ璧妮d流子濃度，所需注入的臨界觸發(fā)電荷量也越大。因此比例系數(shù)A不是常數(shù)，而是隨著觸發(fā)脈寬的增加而增大。在500ns的觸發(fā)脈寬下，載流子復(fù)合減少數(shù)量較少，因此它的A值與俄羅斯學(xué)者給出的A值基本一致。

5 結(jié)論

本文建立了RSD觸發(fā)導(dǎo)通特性測試平臺，對不同觸發(fā)條件下RSD觸發(fā)導(dǎo)通特性進行了研究，得到了四種觸發(fā)脈寬下RSD觸發(fā)導(dǎo)通特性的變化規(guī)律和RSD均勻?qū)ㄋ璧呐R界觸發(fā)電荷量，在500ns～2μs的觸發(fā)脈寬上，RSD可以獲得充分觸發(fā)而均勻?qū)ǎ?50ns觸發(fā)脈寬下，RSD的觸發(fā)不充分，導(dǎo)通不均勻。實驗與分析表明：觸發(fā)電流密度過高會造成中間pn結(jié)的空穴電流注入系數(shù)降低，導(dǎo)致只有部分觸發(fā)電流參與生成載流子；受載流子復(fù)合的影響，臨界觸發(fā)電荷量計算公式的比例系數(shù)會隨著觸發(fā)脈沖寬度增加而增加。

[1] Balyaev S A,Bezeglov V G,Chibirkin V V,et al.New generation of high-power semiconductor closing switches for pulsed power applications[C].Proceedings of the IEEE 28th International Conference of Power Intergrated Grid,2007:1525-1528.

[2] Grekhov I V.New principles of high power switching with semiconductor devices[J].Solid-State Electronics,1989,32(11) : 923-930.

[3] Savage M E.Final Results from the high-current,high-action closing switch test program at Sandia national laboratories[J].IEEE Transactions on Plasma Science,2000,28(5): 1451-1455.

[4] Grekhov I V,Kozlov A K,Korotkov S V.High power RSD generator for pumping excimer lasers[J].Instruments and Experimental Techniques,1996,39(3): 423-426.

[5] Wang Haiyang,He Xiaoping,Chen Weiqing,et al.A high current high di/dtpulse generator based on reverse switching dynistor[J].IEEE Transactions on Plasma Science 2009,37(2): 356-358.

[6] 何小平,王海洋,周競之,等.12kV高壓反向觸發(fā)雙極晶閘管開關(guān)組件[J].強激光與粒子束,2010,22(4): 803-806.He Xiaoping,Wang Haiyang,Zhou Jingzhi,et al.12kV high voltage reversly switched dynistor assembly[J].High Power and Particle Beams,2010,22(4): 803-806.

[7] Grekhov I V,Kozlov A K,Korotkov S V.Submicrosecond RSD generator pumping pulsed lasers[J].Instruments and Experimental Techniques,1996,39(3): 419-422.

[8] Gorbatyuk A V,Grekhov I V,Nalivkin A V,et al.Theory of qusi-diode operation of reversly switched dinistors[J].Solid-State Electronics,1988,31(10):1483-1491.

[9] 杜如峰,余岳輝,胡乾,等.預(yù)充電荷對RSD開通特性的影響[J].電力電子技術(shù),2003,37(5): 84-86.Du Rufeng,Yu Yuehui,Hu Qian,et al.Influence of pre-charge upon RSD turn on character[J].Power Electronics,2003,37(5): 84-86.

[10] Korotkov S V.Switching possibilities of reversly switched-on dynistors and principles of RSD circuitry[J].Instruments and Experimental Techniques,2002,45(4): 437-470.