摘 要：在BuckBoost隔離直流轉(zhuǎn)換器寬范圍輸入電壓的條件下，分析了典型的全橋Boost轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由于存在的諧振電感包括漏電感，全橋Boost轉(zhuǎn)換器只能采用雙邊沿調(diào)制。該轉(zhuǎn)換器采用UC3895作為控制器，對(duì)全橋單元采用移相轉(zhuǎn)換控制的方式，為了提高全橋Boost轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)的可靠性和效率，采用三模式兩頻率控制方式，在輸入寬范圍電壓的情況下，最高500 V輸入，360 V輸出。在此采用Matlab軟件進(jìn)行仿真，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明輸入電壓平均效率范圍是96.2%，最高效率能達(dá)到97.5%。

關(guān)鍵詞：BuckBoost； 隔離直流轉(zhuǎn)換器； 全橋Boost轉(zhuǎn)換器； 脈寬調(diào)制； 雙邊沿調(diào)制

中圖分類(lèi)號(hào)：TN71034 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A 文章編號(hào)：1004373X（2012）22018903

0 引 言

可再生能源的利用最近受到世界各地的關(guān)注，包括不斷增長(zhǎng)的能量需求和迫切需要減少空氣中的碳排放。光伏能源一直是一個(gè)有前途的新型的可再生能源，由于其零污染（包括空氣和噪音），所在的位置不需要太多限制，并易于維護(hù)。如今，風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)的光伏系統(tǒng)［1］已經(jīng)成為了一個(gè)重要用電方法。風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變器成為風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)光伏系統(tǒng)的一個(gè)重要部分，它深刻影響著整個(gè)系統(tǒng)的效率和成本。目前，最受歡迎的風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變器的配置是兩級(jí)聯(lián)配置組成的一個(gè)前端直流轉(zhuǎn)換器和一個(gè)變頻器，因此直流轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)尤為重要，這里采用的是BuckBoost隔離直流轉(zhuǎn)換器。

1 轉(zhuǎn)換器拓?fù)洌躘2＼]

圖1表示隔離直流轉(zhuǎn)換器，在Buck單元選擇的是全橋模塊，這個(gè)轉(zhuǎn)換器稱(chēng)為FBBoost轉(zhuǎn)換器。圖1中電源開(kāi)關(guān)Q1～Q4的二極管和結(jié)電容二極管被忽略了，諧振電感Lr包括變壓器的漏電感在全橋單元的電源開(kāi)關(guān)中用來(lái)實(shí)現(xiàn)零電壓ZVS［34］。需要注意的是當(dāng)沒(méi)有諧振電感Lr并且變壓器的漏電感為零時(shí)，提出了FBBoost轉(zhuǎn)換器是可行的，F(xiàn)BBoost轉(zhuǎn)換器［45］的特點(diǎn)與TSBB轉(zhuǎn)換器基本相同。然而，變壓器的漏電感在實(shí)際電路中是不可避免的，并且在全橋轉(zhuǎn)換器中也是不可避免的，引入一個(gè)外部變壓器的諧振電感實(shí)現(xiàn)功率開(kāi)關(guān)的零電壓。

圖1 FBBoost型隔離BuckBoost直流轉(zhuǎn)換器由于在全橋單元中存在的諧振電感Lr，V1的周期小于VAB的周期。這種現(xiàn)象可以表示成：Dloss=4kLrILf_avfs/Vin

（1）式中：ILf_av為電感Lr的平均電流；k是變壓器初級(jí)繞組的變壓比；fs是全橋單元的開(kāi)關(guān)頻率。

只有當(dāng)Qb關(guān)斷的時(shí)候，電感電流iLf才會(huì)通過(guò)二極管Db，因此平均電感電流可以表示為：ILf_av=I01－d2

（2）式中：ILf_av為輸出電流；d2為Qb的工作周期，將式（2）代入式（1）得：Dloss=4kLrI0fsVin（1－d2）

（3） 同樣，電感兩端的平均電壓為：V1=（d1－Dloss）kVin=d1_effkVin

（4）

V2=（1－d2）Vout

（5）式中d1為全橋單元的工作周期

在穩(wěn)定的狀態(tài)下，在每次Qb開(kāi)關(guān)時(shí)Lf二次電壓接近零，也就是Lf兩端的平均電壓都是平等的，因此可以得出：V1=V2

（6）將式（3）～式（5）代入式（6）得出輸出電壓為：Vout=d1_eff1－d2kVin=d11－d2kVin－4k2LrI0fs（1－d2）2

（7） 從式（7）中可看出，F(xiàn)BBoost轉(zhuǎn)換器的輸出電壓不僅與全橋單元和Boost單元的工作周期有關(guān)，而且與輸出電流、共振電感和開(kāi)關(guān)頻率有關(guān)。

為了減少電感的脈動(dòng)電流，通過(guò)移相TEM控制的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)減少電感的脈動(dòng)電流。

為了驗(yàn)證FBBoost轉(zhuǎn)換器和控制方案有效，輸入250～500 V，輸出360 V、6 W額定功率。參數(shù)如下：

（1） 全橋單元Q1～Q4：SPW47N60C3；

（2） 整流二極管DR1～DR4：DSEI6006；

（3） Boost單元Qb：SPW47N60C3；

（4） Boost單元Db： SDP30S120；

（5） 電感Lf為310 μH；

（6） 輸出電容Cf為4 760 μF；

（7） 諧振電感Lr為5 μH；

（8） 變壓比k=1；

（9） 全橋單元開(kāi)關(guān)頻率fs=50 Hz；

（10） Boost單元fs_b=100 Hz；

在圖2中，（a）為全橋單元的下邊沿調(diào)制和Boost單元的上邊沿調(diào)制，（b）為全橋單元的上邊沿調(diào)制和Boost單元的下邊沿調(diào)制。

2 控制器的設(shè)計(jì)

圖3～圖5顯示了所提出的控制方案的控制框圖。

在圖3中，輸入電壓的采樣信號(hào)被送到控制模塊，即Vin/H，H為取樣系數(shù)，通過(guò)比較Vin/H來(lái)確定FBBoost轉(zhuǎn)換器的操作模式。此外，CON1，CON2和CON3是用來(lái)選擇FB模式、Boost模式和FBBoost模式信號(hào)。

圖2 TEM控制FBBoost變換器的波形圖

圖3 模式控制信號(hào)

圖4 全橋單元控制器

圖5 Boost單元控制器在全橋單元和Boost單元中有兩個(gè)獨(dú)立的輸出電壓校準(zhǔn)器，在CON1，CON2，CON3分別為不同的高低壓狀態(tài)時(shí)，如表1所示。

在圖4中，顯示了一個(gè)移相控制器UC3895［89］和一個(gè)PWM控制器UC3525，用來(lái)控制全橋單元和Boost單元，Q1～Q4是UC3895的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，特別是Q1和Q3是全橋單元超前的驅(qū)動(dòng)信號(hào)開(kāi)關(guān)，Q2和Q4是全橋單元滯后的驅(qū)動(dòng)信號(hào)開(kāi)關(guān)，Q1和Q3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)被送到或非門(mén)，給一個(gè)脈寬輸出的脈沖信號(hào)，相當(dāng)于Q1和Q3的關(guān)斷，然后脈沖信號(hào)被送到SYNC。

在圖5接收到來(lái)自SYNC的信號(hào)后，送到UC3525［10］，作為Boost單元的同步信號(hào)，最后實(shí)現(xiàn)FBBoost轉(zhuǎn)換器的TEM。

3 Matlab軟件仿真實(shí)現(xiàn)

通過(guò)Matlab仿真得到4組仿真數(shù)據(jù)，如圖6所示。

圖6 Matlab仿真TEM控制FBBoost轉(zhuǎn)換器的波形圖圖7得出在TEM控制下，轉(zhuǎn)換效率得到了提高。

4 結(jié) 語(yǔ)

本文提出了隔離型BuckBoost轉(zhuǎn)換器，給出了一系列的高效率控制策略。利用移相控制的雙邊沿調(diào)制方法，考慮了占空比的問(wèn)題，以相對(duì)簡(jiǎn)單的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)全橋Boost轉(zhuǎn)換器使整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)的電感電流的脈動(dòng)最小化，在保證變壓器不飽和的情況下，減小開(kāi)關(guān)損耗。最終實(shí)現(xiàn)BuckBoost變換器及其控制方法的有效性。

參 考 文 獻(xiàn)

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