張 波

(中國西南電子技術研究所, 成都610036)

1 引 言

極化合成的本質是對接收到的包含相同傳輸信息相互正交的極化信號進行加權合成,以獲得比任何一路信號單獨解調更優(yōu)的性能。理論上,極化合成可以使接收性能提高3 dB。實際中,由于兩路接收信號不是完全一致,且在進行合成時會引入誤差,并不能達到3 dB 的增益[1]。

目前,對極化合成技術的研究主要集中于以下兩個方面:首先是對接收的信號進行相位跟蹤,使接收的兩路信號保持同頻同向[2],避免兩路信號相互抵消,造成性能損失;其次,對調整了相位的信號進行合并,合并方法有選擇式相加、等增益合成、中頻最大比合成等[1,3-5]。

上述方法大多是針對BPSK、QPSK 信號開展研究的,對于此類信號,可以很方便地通過鎖相環(huán)來實現信號相位跟蹤,使兩路輸入信號相位一致,從而得到較高的合成增益。對于目前應用越來越廣泛的連續(xù)相位調制信號,目前已有的方法難以直接采用。主要原因在于連續(xù)相位調制信號中不包含載波信息,因此要取得相位同步相當困難,低信噪比下尤其如此[6]。

針對這個問題,本文以2CPFSK 信號為例設計了一種基于多符號檢測技術[7]的連續(xù)相位調制信號極化合成方法,該方法把通常在中頻完成的極化合成處理過程轉移至基帶進行,通過把多符號檢測和極化合成合并處理,完成了信號的極化合成處理,合成效果與理論值之間的差距小于0.5 dB。由于多符號檢測本身不需要精確的載波相位同步,采用這種方法可以避免連續(xù)相位調制信號難以實現載波相位跟蹤的問題,簡化了處理過程。

2 2CPFSK 信號的多符號檢測技術

多符號檢測技術(MSD)的基本思想是利用信號中相位連續(xù)變化的特點,通過對當前碼元前后多個符號進行觀察來提高對當前信號的判決性能。采用該方法不需要對信號載波相位進行跟蹤就可使2CPFSK 信號達到與BPSK 相當的解調性能[7]。

接收信號模型為

式中,r(t)為接收到的信號, ωc為載波頻率,f(t)反映的是信號相位的變化,信道中引入的相移θ0是未知量,在幾個符號持續(xù)時間內可認為其變化很小。

對接收到的中頻信號進行下變頻濾波后得到基帶信號

接收端計算N 個符號持續(xù)時間內接收到的信號與本地產生的所有可能波形的相關值,根據最大似然準則輸出觀察范圍內中間比特的判決結果來完成信號的解調。

設本地產生的基帶波形為

式中,θ1是進行相關積分時本地波形的初始相位。當本地產生的波形與接收信號中的波形相匹配時,兩者進行復數乘法后得到如下結果:

此時,cos(θ1-θ0)和sin(θ1-θ2)在觀察的時間段內可認為是常數。假設在觀察時間段內采樣點數為Nc,對進行相關后的I、Q 兩路信號分別進行累加后得到:

對上式求模后得到:

比較本地產生的各個波形的相關值,其中最大相關值對應的本地波形所代表的二進制信息即是接收波形中包含的二進制信息。

上面是多符號檢測算法的原理,實際系統(tǒng)中在進行多符號檢測前首先要對信號中的多譜勒頻率和位同步位置進行捕獲及跟蹤。整個接收結構如圖1所示。

圖1 信號接收框圖Fig.1 The receiver structure

3 基于多符號檢測的極化合成技術

3.1 基于多符號檢測技術的極化合成方法

目前,常用的極化合成方法在接收時先對接收到的兩路信號進行載波跟蹤,利用相位調整環(huán)將左右旋混頻輸出兩路信號的相位調整到相同,達到同相合成目的,如果兩路信號的相位不同步會導致合成性能惡化,甚至不能工作。對于2CPFSK 信號,精確的相位跟蹤是很難實現的,在輸入信號信噪比較低時尤其如此,因此現有的方法難以采用。

在上節(jié)中我們看到采用多符號檢測對2CPFSK信號進行接收不需要精確的載波跟蹤。在這個基礎上,我們提出一種基于多符號檢測的極化合成方法。在該方法中,輸入的兩路信號分別進行下變頻、捕獲與跟蹤以及多符號相關計算,所不同的是多符號相關的結果不是立即進行判決,而是把兩路的相關結果進行加權求和,對求和后的相關值進行比較,求和后的最大值對應最終的判決結果。由于兩路信號的信噪比可能會有所差異,為了得到最佳的檢測性能,需要根據兩路信號的信噪比和信號功率來確定加權系數。圖2 給出了整個處理過程框圖。

圖2 2CPFSK 信號極化合成原理框圖Fig.2 The 2CPFSK signal polarization synthesis structure

由式(6)可知,多符號檢測對收發(fā)兩端的相位差不敏感,這樣在信號接收時只要對載波多譜勒進行粗略跟蹤即可,不需要對信號相位進行精確跟蹤,避免了低信噪比下相位跟蹤難以實現的問題。在兩路信號分別與本地波形完成相關計算后,根據兩路不同的信噪比產生加權系數,對兩路信號與本地不同波形的匹配相關結果進行加權相加,然后再根據相加結果完成信號判決。

式中,C1為第一路信號的相關結果, C2為第二路信號的相關結果,C 為C1和C2經過合成后的相關結果,θ10為通路1 中接收信號的初始相位,θ20為通路2中接收信號的初始相位,(θ1-θ10)為通路1 中本地波形與接收信號的相位差,(θ2-θ20)為通道2 中本地波形與接收信號的相位差,N 為相關積分點數,a1為第一路的加權系數, a2為第二路的加權系數。對各個波形合成后的相關結果進行比較后選擇最大的作為最終的判決結果。為了合成后的信噪比達到最佳,需要確定合適的加權系數。

3.2 加權系數的確定

一個雙信道最大比值極化合成器的輸出信噪比為[5]

式中,S1和S2分別是通路1 和通路2 輸入端的信號電壓,N1和N2分別是通路1 和通路2 輸入端的噪聲電壓,S 是合成后的信號電壓,N 是合成后的噪聲電壓。

由式(10)可知:

可以看出,當兩支路信號電平相等時,合成增益最高可達3 dB;當一路信號很強,而另一路信號很弱時,輸出信噪比與強電平支路的輸入信噪比相等。因此適當的加權函數a1和a2由下式確定:

式中,a1 為第一路的加權系數, a2 為第二路的加權系數,S1和S2分別是通路1 和通路2 輸入端的信號電壓。

4 仿真結果及分析

本節(jié)采用上述方法對相同信噪比的兩路輸入信號進行極化合成處理,通過與極化合成理論值和單路信號的解調性能進行比較來說明新方法的特點。極化合成理論值按照文獻[5]中的合成方法進行仿真得到,為了便于分析,仿真時假定兩路信號的載波相位已經完全同步。圖3 是具體的仿真結果,圖中同時給出了單路信號的誤碼率曲線。

圖3 極化合成后的誤碼率與單路MSD檢測誤碼率比較情況Fig.3 The BER performance before and after signal polarization synthesis

從圖3 可以看出,與單路信號相比,不同信噪比下按照文獻[5]中的方法進行極化合成后信號的誤碼率性能都提高了3 dB,這與文獻中給出的結論一致,也與式(11)吻合?；诙喾枡z測的極化合成方法與極化合成理論值之間的差距小于0.3 dB,比單路信號的誤碼率性能提高了2.7 dB以上,可見新方案取得了與理論值非常接近的效果。

下面我們對原有方案與現有方案之間的差異進行比較來說明兩者的優(yōu)缺點。

文獻[5]中的方法在進行信號合成時的首要條件是進行合成的信號已經取得了載波同步,合成過程是對信號進行相干累加,這對于BPSK、QPSK 等易于進行載波同步的信號是沒有問題的。對于連續(xù)相位調制信號,由于其信號波形中并不包含載波分量,因此要進行載波相位跟蹤是非常困難的,在低信噪比下尤其如此[6]。如果不能完成載波同步,文獻[5]中的方法就不能應用于CPFSK 信號。

新方法是在多符號檢測的基礎上進行的信號合成,把解調與極化合成作為一個過程來進行,是把兩路信號的匹配相關結果進行加權合成然后再進行符號判決的。匹配相關時不需要進行載波同步,只要匹配相關器的積分時間小于1/10 個多普勒載波周期,信號中殘留的多普勒就不會對解調過程造成影響,因此新方法在進行信號合成時也就沒有載波同步的要求了。從上述過程可以看出,此處進行的是非相干累加,與相干累加相比會產生一定的積分損失,這就是仿真結果與理論值之間存在約0.3 dB差距的原因。

圖4 是當兩路信號載波相位相差180°時不同方法的誤碼率情況,從圖中可以看出,此時文獻[5] 中的方法合成效果嚴重惡化,甚至不如合成前單路信號的性能,而新方法的性能幾乎不受影響。

圖4 相位相差180°時不同方法的極化合成效果Fig.4 The BER performance of different signal polarization synthesis methods with 180°phase error

5 結束語

本文以2CPFSK 信號為例設計了一種基于多符號檢測技術的極化合成新方法,仿真結果表明該方法與理論值之間的差距小于0.3 dB。與文獻[5] 中的方案相比,新方法把通常在中頻處理的極化合成過程轉移到基帶來實現,并且在進行信號合成前不需要進行載波相位同步,而在弱信號時連續(xù)相位調制信號的載波同步通常是難以實現的[6]。本文提出的方法對于連續(xù)相位調制信號的極化合成具有較強的實用性,可以應用于所有連續(xù)相位調制信號的極化合成處理。

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