王 立

(中國西南電子技術研究所, 成都610036)

1 引 言

隨著電子技術的高速發(fā)展,電子、電氣設備和系統(tǒng)的使用愈加頻密,特別是對于飛機這樣的平臺,更是集中了多種的電子系統(tǒng)和設備,這些系統(tǒng)和設備集中在飛機平臺局部狹小的空間里,工作頻帶可以從20 MHz 到40 GHz,系統(tǒng)設備之間的相互耦合關系十分復雜,其間的電磁兼容性是飛機航電設備綜合設計中的一個重要課題[1]。天線帶來的電磁兼容問題更是不能忽視,因此,提高發(fā)射天線與敏感設備接收天線之間的隔離度是解決設備間電磁干擾的一個重要手段。但是在飛機這樣的平臺上,設備以及天線一旦安裝位置確定后便不能隨意變動,因此在整個系統(tǒng)設計初期應對機載設備系統(tǒng)的電磁兼容性進行預測并進行合理的優(yōu)化處理[2-4],指導飛機天線布局[5],最終使整個機載設備系統(tǒng)具有良好的電磁兼容性。

分析天線間耦合或隔離常規(guī)手段一般采用全波分析法,將安放到飛機載體上的天線模型連同其工作環(huán)境進行全波仿真分析,如果遇到電大尺寸環(huán)境,即相對于分析波長,需要進行分析的天線間的位置間距以及對天線耦合有影響的環(huán)境區(qū)域尺寸較大時,直接導致求解未知量變大。為了保證計算精度,求解所耗費的計算資源(計算內(nèi)存和計算時間)將急劇增加[3]。因此全波分析方法只適用于對天線數(shù)目較少、載體尺寸較小的情況進行仿真計算。隨著飛機裝載天線口徑越來越多,如F22 裝載近30 副天線,計算資源開銷大,計算效率低。通過采用原始天線遠場方向圖來替代實際環(huán)境中天線,并且采用高頻算法考慮飛機載體對天線的影響,可用在天線數(shù)目較多以及電大尺寸的情況下,保證了計算精度又可極大提高仿真速度。

2 理論分析

天線間電磁能量耦合的大小通常用天線間的隔離度來表示。天線間隔離度越大,天線相互耦合能量越小。天線隔離度常用符號L 表示,定義為接收天線凈輸出功率與發(fā)射天線的凈輸入功率的比值(參見圖1),公式如下[1]:

式中,P in為在發(fā)射天線端的凈輸入功率,單位為W;Pout為在接收天線端的凈輸出功率,單位為W;L 為隔離度,單位為dB。

圖1 天線隔離度定義Fig.1 The definition of isolation

按照定義可知,隔離度越大表示天線間的耦合越小,相互間的干擾越小。

根據(jù)文獻[2] ,將互易定理的電路形式

應用到一對天線對上。式(2)表示天線1 自身電流I11在天線2 上感應的電壓V21以及天線2 自身電流I22在天線1 上感應的電壓V12之間具有的約束關系。假設天線1 端口的阻抗為Z1,其饋入的功率為

同理,對天線2 有

考慮到天線之間互阻抗的定義:

可以得到天線1 耦合到天線2 的功率比值,也就是耦合系數(shù)

考慮到圖2 列出的情況,天線1 發(fā)射產(chǎn)生了場(E1, H1)并在接收天線(天線2)開路終端產(chǎn)生一個電壓V21。由天線1“看見”的環(huán)境可以用磁導率μ和介電常數(shù)ε進行描述,該環(huán)境包含了天線2 的結(jié)構(gòu)(帶有開路終端)。

圖2 天線對間的反應Fig.2 The coupling between the antennas

根據(jù)文獻[5] ,在圖2 說明的環(huán)境(μ,ε)中,天線1 和天線2 之間的互阻抗Z 12為

式中,I11是當天線1 發(fā)射時的終端電流,(E1,H1)代表天線1 在該激勵條件下發(fā)射的場,I′22是天線2 發(fā)射時的終端電流,(E2, H2)代表天線2 在該激勵條件下發(fā)射的場。

將式(7)代入式(6)最終得出耦合計算如下:

3 仿真分析計算

采用上述理論進行建模仿真,首先將孤立天線遠場方向圖安放在實際天線工作的位置,并對環(huán)境同方向圖引起的畸變進行分析,得到真實工作環(huán)境下的方向圖,在此基礎上進行天線間隔離度分析。

飛機的外形如圖3 所示,其機身長度為33 m,翼展為32 m,高度為4 m。天線工作在L 頻段,L 頻段天線方向圖安裝位置如圖3 所示,共兩副,分別為L頻段上天線和L 頻段下天線,安裝在機體前部上下位置,兩安裝點間直線距離約為6 m。

圖3 天線裝機示意圖Fig.3 Antenna configuration

仿真計算了4 個頻點下的方向圖畸變及隔離度值,頻點分 別為960 MHz、1 030 MHz、1 100 MHz 和1 224 MHz。由于篇幅限制,關于裝機前后方向圖畸變情況僅給出L 頻段上天線和L 頻段下天線工作在960 MHz 時的情況,如圖4 和圖5 所示。從圖中可以看出,由于天線安裝環(huán)境附近無明顯遮擋,因此實際環(huán)境中的方向圖與孤立天線方向圖基本吻合,但也有一些起伏,這反映了實際天線環(huán)境對天線輻射特性的影響,特別是天線底部區(qū)域起伏更大,輻射電平與孤立情況相比,甚至達到20 dB以上,其原因是機體為有限尺寸,使天線能量繞射到底部區(qū)域。

圖4 L 頻段上天線方向圖畸變Fig.4 The distortion of the pattern of L-band-up antenna

圖5 L 頻段下天線方向圖畸變Fig.5 The distortion of the pattern of L-band-down antenna

根據(jù)仿真得到天線在裝機后因機體影響畸變后的方向圖,同時結(jié)合公式(8),通過設置天線有效孔徑等大的積分區(qū)域,最終分析計算得出天線間隔離度值,如表1 所示。

表1 天線隔離度分析結(jié)果Table 1 The isolation between antennas

4 測試結(jié)果及分析

天線隔離度測試可以等效為測量一個二端口網(wǎng)絡的功率傳輸系數(shù),可以采用直接測試法,又因為L頻段上天線與L 頻段下天線形式完全相同,且測試頻率工作在帶內(nèi),可以看作兩天線完全匹配,可不必對反射功率進行測量。測試方法原理圖如圖6 所示,頻譜儀上接收到的功率值(單位dBm)減去信號源發(fā)射功率(單位dBm)即為兩天線間隔離度值。

圖6 隔離度測試原理圖Fig.6 The principle of isolation measurement

本測試結(jié)果為飛機在高空8 000 m飛行時,忽略了天線輻射特性受地面影響,環(huán)境可以視為自由空間。信號源的發(fā)射功率為0 dBm時,接收端所測得的值(單位dB)即為天線間隔離度值,測試值與仿真值對比情況如表2 所示。

表2 天線隔離度仿真與測試對比Table 2 The comparison of the isolation results

由表2 可以看出,仿真結(jié)果與實測結(jié)果有一定誤差,測試值明顯優(yōu)于仿真值,其原因在于仿真飛機模型為理想純金屬的光滑表面,未考慮實際飛機蒙皮為電阻值有限,輻射電磁波在機體上激勵起表面波、爬行波等在其傳播過程中遭遇機體表面的不連續(xù)包括凹縫、凸釘以及形狀變化等所帶來的二次輻射所引起的損耗,而這些因素都將導致兩天線之間的實際隔離增大。另外,兩天線間存在多路耦合路徑的影響,使得隔離度在不同頻點下隨機起伏。

5 結(jié)束語

通過將天線輻射方向圖替代平臺天線的方法對機載天線隔離度問題進行了分析和仿真,并在自由空間的情況下對隔離度進行了測試。通過仿真與實際測試結(jié)果的對比分析,驗證了本方法在保證仿真精度滿足實際工程需要的同時,能夠及時、準確地對機載天線間隔離度進行預測分析和評估,與采用全波仿真手段相比,不僅解決了實際工程中各種天線模型難以獲得的問題,而且對軟硬件的要求相對較低,資源消耗少,一定程度上縮短了研制周期,在工程設計上具有很好的實用價值。

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