韓鵬飛

(中國電子科技集團公司第十三研究所, 石家莊050051)

1 引 言

某項目中需要用到分頻段濾波器模塊,要求輸入信號頻率100 MHz,功率0 ～+3 dBm;輸出0.9 GHz、1.0 GHz、1.1 GHz、1.2 GHz、1.3 GHz、1.4 GHz

共6 個頻點;工作溫度-55 ℃～+85 ℃,輸出信號幅度-10±1.5 dBm;附加相位噪聲惡化小于3 dB。需要說明的是,該組件對可靠性有明確要求,用戶不希望使用溫補衰減器降低輸出信號功率波動。

整個模塊由梳狀譜電路和開關濾波器兩部分組成。其中開關濾波器電路中的開關、濾波器高溫時插損增大,低溫時插損降低,放大器高溫時增益降低,低溫時增益增大,因此開關濾波器具有高溫時幅度降低,低溫時幅度增大的變化特性,并且這種變化是固有的,只能通過選擇合適的器件將變化控制在一定范圍,無法通過調試消除或改善。輸入信號有3 dB 的功率波動,具有的很寬工作溫度范圍,不利于控制輸出幅度變化;另外,考慮到組件輸出信號多達6 個頻點,各頻點輸出幅度變化的不一致性和用于調整幅度的衰減器衰減量的不連續(xù)性,在不使用溫度補償衰減器的前提下,要求與之配套的梳狀譜電路本身必需具備很高的輸出幅度穩(wěn)定性,是性能實現(xiàn)的關鍵電路。設計思路:一是梳狀譜電路形式要簡單,易于實現(xiàn);二是理論設計和實際試驗相結合,通過試驗對電路參數(shù)進行優(yōu)化調整,使之達到最佳整體效果。

新設計了一種梳狀譜電路,利用階躍恢復二極管(SRD)制作梳狀譜發(fā)生器。經(jīng)優(yōu)化設計和調試后,最終結果表明,整個分頻段濾波器全部電性能指標滿足要求,并且通過了SJ 20527A-2003《微波組件通用規(guī)范》規(guī)定的試驗,達到了設計預期。

本文重點說明梳狀譜電路部分的設計與實現(xiàn),開關濾波部分實現(xiàn)相對容易,不展開敘述。

2 梳狀譜電路設計

根據(jù)要求,梳狀譜電路輸入信號頻率100 MHz,功率0 ～+3 dBm;輸出信號:0.9 ～1.4 GHz。

脈沖發(fā)生器是梳狀譜電路的重要組成部分,由于SRD 脈沖發(fā)生器不需要空閑電路,電路具有簡單、緊湊的特點,利于提高可靠性,本文梳狀譜電路采用了SRD 脈沖發(fā)生器。脈沖發(fā)生器理論參考了文獻[1-2] ,設計上主要參考了文獻[ 3] 給出的電路結構,該文獻未給出參數(shù)設計和最終結果,本設計具體電路上與之也不相同,是一種全新的設計。

典型的SRD 梳狀譜電路原理框圖如圖1 所示。電路由驅動放大器、低通濾波器、SRD 脈沖發(fā)生器3部分組成。

圖1 SRD 梳狀譜電路原理框圖Fig.1 Circuit principle diagram of SRD comb spectrum generator

要使SRD 產(chǎn)生較大的窄電流脈沖,從而獲得豐富的諧波輸出,首先需要使用驅動放大器將輸入信號放大到一定的功率來推動SRD 產(chǎn)生脈沖;低通濾波器的作用是實現(xiàn)輸入與輸出信號的隔離,把放大器產(chǎn)生的功率有效地加到二極管上,最大限度地產(chǎn)生更強的窄脈沖電流,同時使二極管產(chǎn)生的諧波能量不能回串到放大器中。

2.1 SRD 的選擇

設計梳狀譜電路脈沖發(fā)生器首先要選擇合適的SRD,SRD 的主要參數(shù)有:階躍時間tt,少數(shù)載流子壽命τ,結電容CJ,反向擊穿電壓VB,串聯(lián)電阻RS等。

SRD 應有足夠高的截止頻率、足夠大的少數(shù)載流子壽命以及足夠小的階躍時間。二極管的選則應符合以下條件:

(1)階躍時間tt:為獲得高效率倍頻的關鍵參數(shù),一般認為t t應小于所需輸出頻率fN周期的一半,本設計中fN對應最高輸出頻率1.4 GHz,應選tt<350 ps;

(2)少數(shù)載流子壽命τ:τ>> 1

2πf in(f in為輸入頻率);至少應滿足ωτ>10,本設計輸入頻率100 MHz,應選τ>14 ns;

(3)結電容CJ:對于50 Ψ系統(tǒng),結電容增大會導致匹配困難, 而且降低倍頻效率,通常阻抗要求:10 Ψ< 1 2πfNCJ<20 Ψ;

(4)反向擊穿電壓VB :輸出功率與VB 的平方成正比,從提高功率容量的角度,希望提高VB,但VB大,則器件I 層厚,導致階躍時間增長,影響工作頻率上限,所以VB不是越大越好。

根據(jù)以上要求,階躍恢復二極管選用M-pulse公司的MP4033,其參數(shù)見表1。

表1 階躍恢復二極管MP4033 參數(shù)表Table 1 Step recovery diode MP4033 parameters

該SRD 最大輸出頻率為14 GHz,滿足使用要求。

2.2 脈沖發(fā)生器電路設計

SRD 脈沖發(fā)生器電路如圖2 所示。

圖2 脈沖發(fā)生器電路Fig.2 The pulse generator circuit

脈沖發(fā)生器電路包括SRD、激勵電感L 和調諧電容CT、匹配網(wǎng)絡和偏置電路。其中L 用于存儲和釋放能量,CT 用來調諧脈沖發(fā)生器的輸入電納,使脈沖發(fā)生器的輸入阻抗成為純電阻性的,并使激勵電感在輸入頻率上失諧。

LM 和CM 構成的Γ型匹配網(wǎng)絡用于實現(xiàn)輸入信號與脈沖發(fā)生器之間的匹配。

偏置采用自給偏壓方式,偏壓電阻RB 的大小決定了偏壓的大小,直接影響了輸出功率、輸出效率和穩(wěn)定性,如果設計不當,可能導致整個梳狀譜電路完全不能工作;采用自給偏壓方式時,其功率取自激勵源,雖然倍頻效率有所下降,但電路簡單,穩(wěn)定性高,由于倍頻次數(shù)不是很高,為避免在使用頻率上形成空閑回路,自偏壓電阻不串聯(lián)扼流電感;當倍頻電路存在寄生振蕩時,可以通過調節(jié)RB 消除寄生振蕩。同時為了使偏壓不被加到信號源電路中,有必要設置隔直電容Cb1。

Cb2 為輸出端隔直電容,作用是防止偏壓被加到輸出電路。

激勵電感L 和調諧電容CT 參數(shù)初值用下面近似公式計算:

匹配網(wǎng)絡中電感LM 和電容CM 參數(shù)初值用下面公式進行計算:

式中,Rg為信號源內阻,對于50 Ψ系統(tǒng),Rg為50 Ψ;由于調諧后輸入阻抗成為純阻性, R in ≈ωL ,得到LM=30.6 nH,CM=82.9 pF。

偏置電阻RB 參數(shù)初值可以用下面近似公式計算:

由于電容容值不可以任意選取,實際使用時CT取值100 pF,通過調整電感L 的值來達到最佳效果;同樣道理,CM 選用82 pF電容,將來調整電感LM 來達到最佳效果,電阻RB 取值470 Ψ;隔直電容均取值1 nF。

利用上述元件參數(shù),使用ADS 仿真軟件進行仿真驗證,電路工作正常;由于模塊工作溫度為-55 ℃～+85 ℃,我們無法得到高低溫條件下相對常溫時準確的參數(shù)變化,因此以穩(wěn)定性為優(yōu)化目標EDA 軟件無法實現(xiàn)。解決的辦法是通過實驗確定優(yōu)化的設計參數(shù)。

實驗發(fā)現(xiàn),RB 最佳值與經(jīng)驗公式得到的值有較大出入,分析其原因,經(jīng)驗公式在計算時已經(jīng)忽略了很多因素,如元器件寄生參量的影響等,另外,由于輸出需使用多頻點,選取不同倍頻次數(shù)的得到初值結果有較大出入,我們尚未掌握其準確規(guī)律。

我們通過實驗來對參數(shù)進行優(yōu)化,經(jīng)過大量實驗,表明選用的電容值可以滿足使用要求,激勵電感L、匹配電感LM 值略有偏小,分析原因認為是對應的電容CT 由理論上的107 pF降低到100 pF,需提高L 的電感量進行補償,電感LM 的道理類似。

同時,實驗表明RB 取值在1 kΨ左右時輸出幅度穩(wěn)定性好,這時允許輸入信號有較大波動。

2.3 其他設計

2.3.1 放大器

放大器的作用是為SRD 脈沖發(fā)生器提供足夠的驅動功率,是梳狀譜電路附加相位噪聲的主要來源;同時如果放大器輸出功率過大,則會對二極管過度激勵,使得相位噪聲嚴重變壞。本文中放大器還有一個重要作用,就是降低輸入信號波動對輸出信號的影響。查閱了部分有關梳狀譜電路設計的文獻,多數(shù)的梳狀譜電路驅動功率在+26 ～+27dBm,有的甚至更高,如采用那樣的設計,直流功耗上將超出系統(tǒng)要求。直流功耗取決于驅動放大器的輸出功率,如何在滿足系統(tǒng)要求的前提下降低驅動功率,降低輸入功率波動對輸出幅度的影響是關鍵技術。

為解決以上問題,我們做了大量的試驗,試驗證明,采用自給偏壓方式的SRD 脈沖發(fā)生器,偏壓電阻RB 如選用得當,通過適當調整其他參數(shù),可以適當降低對輸入信號功率的要求。試驗表明, 在20 dBm 左右的驅動功率下,可以設計出對應的SRD 脈沖發(fā)生器。

系統(tǒng)給定輸入信號功率為0 ～+3 dBm,為降低輸入信號功率波動的影響,放大器應工作在一定程度的飽和狀態(tài),增益應不低于23 dB 左右,輸出功率在20 dBm 左右。

放大器選用中國電子科技集團公司第十三研究所生產(chǎn)的一款單片放大器,該放大器增益25 dB,線性輸出功率20 dBm,使用頻點輸出駐波比小于1.3。放大器與輸入端口之間設計有衰減器,使進入SRD脈沖發(fā)生器的功率控制在21 dBm 左右。

2.3.2 低通濾波器

放大器與脈沖發(fā)生器之間設計了5 節(jié)低通濾波器,作為匹配電路的補充,用來實現(xiàn)梳狀譜電路輸入信號與輸出信號的進一步隔離,降低信號諧波對SRD 的影響。低通濾波器電路圖如圖3 所示。

圖3 低通濾波器電路圖Fig.3 The low pass filter circuit diagram

低通濾波器仿真結果:100 MHz 回波損耗-20.0 dB,對200 MHz抑制為33 dB。

2.3.3 其他

用于實現(xiàn)自偏壓的電阻采用兩個電阻串聯(lián)方式,實現(xiàn)偏壓的精確調試;激勵電感L 與匹配電感LM 采用空心電感形式,利于調試到最佳效果。

梳狀譜電路與開關濾波器之間設計有衰減器,降低開關濾波器電路對梳狀譜電路的影響。

3 電路實現(xiàn)與調試

3.1 電路實現(xiàn)

實際設計時,電路板采用厚度h=0.762 mm、介電常數(shù)εr=2.5 的AD255 介質板,表面采用沉金處理。印制板長度67.5 mm,寬度18.5 mm,電路單元中貼狀元件采用回流焊工藝,放大器、電感等采用手工焊接。使用M 2.0 螺釘將電路單元固定在盒體獨立的腔體內。輸入端口采用SMA-K 接頭,采用半柔性射頻同軸線連接梳狀譜電路單元和開關濾波器電路單元。梳狀譜電路單元的照片如圖4 所示。

圖4 梳狀譜電路實物照片F(xiàn)ig.4 Photo of comb spectrum circuit

3.2 電路調試

調試時,首先控制輸出幅度的波動:調試激勵電感L 和匹配電感LM,使輸出幅度波動達到最小,這樣做可能會使效率有所降低,需要在后面的開關濾波器中補償;再調節(jié)自偏置電阻RB,使得常溫時輸入信號在-2 ～+5 dBm時能夠保證輸出信號噪聲本底穩(wěn)定,這樣才能保證高低溫時的正常工作。由于開關濾波器電路高溫時幅度降低增大,低溫時幅度增大,并且無法通過調試克服,需要調試梳狀譜電路與之配合。梳狀譜電路調試最佳的效果是:梳狀譜電路本身的輸出功率幅度低溫時幅度略有下降,高溫時幅度略微升高,這樣可以保證梳狀譜電路與開關濾波器電路級聯(lián)使用時,兩者引起的幅度變化部分抵消,從而降低輸出幅度波動。本模塊樣品最終高低溫幅度相對于常溫均承下降趨勢,從而實現(xiàn)全工作溫度范圍內較小的功率波動。

4 測試結果

調試好的樣品經(jīng)清潔處理和點膠粘固后,對整個模塊進行了詳細測試。使用100MHz 超底相噪晶振提供輸入信號,晶振與模塊輸入端之間串接同軸衰減器,調整衰減器將輸入信號功率控制在0 ～+3 dBm,工作溫度-55 ℃～+85 ℃。

使用Agilent E5052A 信號源分析儀測試噪聲劣化,同晶振的相位噪聲進行比較,在噪聲理論惡化20 lg N(N 為倍頻次數(shù))的基礎上,所有測試頻點全溫范圍內附加噪聲劣化均小于1 dB。

使用Agilent 公司的E4440A 頻譜儀對整個模塊進行三溫測試,幅度測試結果如表2 所示。

表2 輸出幅度測試記錄Table 2 The output amplitude test record

在全工作溫度范圍內,各輸出頻點的輸出功率基本控制在-9.5 ～-11.0 dBm,輸出幅度隨輸入功率變化引起的幅度波動小于1.5 dB。

文獻[1]中僅給出一種100 MHz 輸入信號產(chǎn)生2 GHz 單點輸出的設計,未給出最終結果,無對比性。

5 結 論

我們研制出了驅動功率為20 dBm 的梳狀譜電路,采用以上梳狀譜電路的開關濾波器模塊,在全工作溫度范圍內,附加噪聲劣化小于1 dB,整個模塊輸出幅度變化控制在1.5 dB,以較小的驅動功率獲得了較為穩(wěn)定的輸出,具有新穎性,設計的梳狀譜電路達到了預期的高穩(wěn)輸出目的。開關濾波器模塊通過了SJ 20527A-2003《微波組件通用規(guī)范》規(guī)定的全部試驗,可靠性和指標滿足系統(tǒng)要求。本文論述的設計理念和方法可以作為設計和制作其他頻率的梳狀譜電路的參考,這種梳狀譜電路具有實用價值和工程價值。

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