沈 志,周世平,胡 哲,韓建莉

(湖北航天技術(shù)研究所, 武漢430040)

1 引 言

擴(kuò)頻通信由于采用偽隨機(jī)碼作為擴(kuò)頻調(diào)制的基本信號,展寬了通信頻帶,降低了信號功率譜密度,具有抗干擾強(qiáng)、信號隱蔽、截獲率低、碼分多址、易于組網(wǎng)等特點,被廣泛應(yīng)用于軍民用通信、電子對抗、導(dǎo)航及測量等領(lǐng)域。直接序列擴(kuò)頻[1](Direct Sequence Spread Spectrum,DSSS)是擴(kuò)頻通信最主要的一種實現(xiàn)方式,在發(fā)送端通過利用高碼率的擴(kuò)頻序列對發(fā)送信號進(jìn)行調(diào)制,展寬其頻帶,在接收端再使用相同擴(kuò)頻序列進(jìn)行解碼,從而獲得較高的等效調(diào)制增益。

相對于原始信號帶寬,更大的擴(kuò)頻比率可以帶來更高的擴(kuò)頻增益,以及更低的有效功率譜密度,從而加大第三方探測難度,降低被截獲概率,但受限于現(xiàn)有硬件實現(xiàn)能力,傳統(tǒng)單載波擴(kuò)頻系統(tǒng)的擴(kuò)頻能力非常有限。本文將多載波(Multi-Carrier, MC)調(diào)制系統(tǒng)引入到擴(kuò)頻通信中,使用多個載波同時傳輸有效信號,達(dá)到進(jìn)一步增大擴(kuò)頻比的目的,同時利用基帶混頻調(diào)制與超外差解調(diào)方式,使得中射頻部分盡可能使用統(tǒng)一結(jié)構(gòu)實現(xiàn),降低了系統(tǒng)實現(xiàn)復(fù)雜度。

2 擴(kuò)頻系統(tǒng)超寬帶實現(xiàn)的硬件局限

在窄帶干擾條件下,通過對擴(kuò)頻后帶寬為W 的信號解擴(kuò),可以使功率為PI的干擾信號i(t)帶寬擴(kuò)展到頻帶W,則噪聲功率譜密度I0=PI/W。解擴(kuò)后的信號通過帶寬為R 的匹配濾波器,則解調(diào)器輸出端的干擾總功率為[2]

因此干擾信號功率的下降量與帶寬的擴(kuò)展因子W/R相等,Lc=W/R 為擴(kuò)頻系統(tǒng)的處理增益。

在解擴(kuò)后帶寬R 一定的條件下,為了獲得盡可能大的處理增益,則需要增大擴(kuò)頻后帶寬W?，F(xiàn)有以軟件無線電架構(gòu)的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)通常以FPGA 為核心,其系統(tǒng)全局時鐘主頻一般在200 ～300 MHz級別,當(dāng)實現(xiàn)邏輯使用量較多時,綜合后可用時鐘會降低至100 MHz級別,常用的高速DAC 數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片也多位于此主頻范圍內(nèi),由于基帶信號需要完成基帶成形、插值處理等操作,其處理載波帶寬一般在20 ～40 MHz級別,這就導(dǎo)致擴(kuò)頻系統(tǒng)可實現(xiàn)的擴(kuò)頻因子非常有限。如果要實現(xiàn)更高帶寬的載波輸出,一種可行的方法是在FPGA 內(nèi)對高于系統(tǒng)主頻的采樣率信號在數(shù)字域作多相位處理,在輸出轉(zhuǎn)換端再完成多相位合并,再由吉赫級別的超高主頻DAC 轉(zhuǎn)換輸出[3]。但該方法的實現(xiàn)代價較大,不光實現(xiàn)邏輯復(fù)雜,超高速DAC 成本較高,并且板級信號完整性控制難度也快速上升。其擴(kuò)頻后帶寬增大的本質(zhì)是通過提高處理速度獲得,其方法對系統(tǒng)能力提升有限,存在應(yīng)用局限性。

3 直擴(kuò)及多載波調(diào)制二維擴(kuò)頻

為了進(jìn)一步拓展直擴(kuò)信號的頻帶寬度,本文將傳統(tǒng)多載波調(diào)制方式[4]引入到擴(kuò)頻系統(tǒng)。在基帶成形之前,就將數(shù)據(jù)以位寬分離或者碼片分離的方式,分解為多路并行數(shù)據(jù),在各自獨立擴(kuò)頻后,由多個獨立單載波調(diào)制模塊進(jìn)行調(diào)制,在模擬域上再進(jìn)行功率合成,從而實現(xiàn)超寬帶調(diào)制。在接收端,使用多個獨立解調(diào)模塊并行處理各自頻帶信號,在基帶之后再進(jìn)行數(shù)據(jù)合并。該方法使用更多的并行處理資源換取更大的頻帶寬度,其基本實現(xiàn)框圖如圖1 所示。

圖1 多載波擴(kuò)頻系統(tǒng)實現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.1 Architecture of multi-carrier spread spectrum system

設(shè)單個載波寬度為f BW,N 個獨立載波在頻譜上相鄰存在,使用正交調(diào)制方式,則最終全系統(tǒng)的載波信號模型可以表示為

頻域分布如圖2 所示。

圖2 多載波擴(kuò)頻頻譜分布Fig.2 Multi-carrier spread spectrum profile

可以看到,在頻域上各個載波呈獨立分布,但又彼此相鄰。對于全頻帶來說,除了各頻帶自身去碼間串?dāng)_的滾降保護(hù)帶占據(jù)了一定帶寬以外,與單一載波超寬頻譜相比,基本沒有浪費更多頻帶資源。

4 基帶調(diào)頻與統(tǒng)一上變頻結(jié)構(gòu)

在公式(2)中,由于各頻點載頻ωi 不同,上變頻系統(tǒng)對于每一路載波在進(jìn)行調(diào)制或解調(diào)時,需要使用完全不同頻率的載波信號,這無疑加大了多載波系統(tǒng)硬件設(shè)計與調(diào)試的復(fù)雜度。

設(shè)最終輸出頻帶的中心頻點為ωc,對于偶數(shù)個載波系統(tǒng),可以將公式(2)改寫為

將中心載波頻點ωc提出,則上式變?yōu)?/p>

由該式可以知道,多路信號可以通過兩次變頻獲得,第一次變頻的載波頻率為±(k -1/2)ωBW,由于頻率值不高,可以直接在數(shù)字域進(jìn)行調(diào)頻偏,可定義為基帶頻偏調(diào)制方式。

完成基帶調(diào)頻偏之后,第二次變頻的載波頻率可以為一個固定值ωc,因此各路子載波的中射頻正交調(diào)頻既可以使用相同載波的調(diào)頻電路完成,也可以在數(shù)模轉(zhuǎn)換后直接功率合成再使用單路上變頻器完成,從而降低了中射頻部分的實現(xiàn)復(fù)雜度。

圖3 基帶頻偏擴(kuò)頻系統(tǒng)實現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.3 Architecture of baseband mixing spread spectrum system

各路載波的二次中射頻正交變頻利用歐拉公式進(jìn)行展開后,可表示為

其中, Ik及 Qk為基帶調(diào)頻偏之后得到的信號,由于二次變頻后各單路載波分布位于中心載波ωc的兩側(cè),因此ωc右側(cè)上邊帶與ωc左側(cè)下邊帶的調(diào)頻偏公式有少許不同。上邊帶的基帶頻偏公式為

下邊帶的基帶頻偏公式為

5 多頻及單頻超外差式下變頻結(jié)構(gòu)

下變頻方式與上變頻相反,也使用兩次變頻方式。與發(fā)送端不同的是,接收端獲得的是寬頻帶信號,對于各單載波解調(diào)器,必須通過濾波獲得各自單路載波,工程實現(xiàn)方案有以下兩種。

第一種下變頻方案是使用傳統(tǒng)超外差接收方式,通過使用多路下變頻通道對不同的載波進(jìn)行解調(diào),使下變頻后的有效單路信號落在固定頻點上,可以直接下變至零頻點執(zhí)行低通濾波,也可以下變至低中頻,完成中頻帶通濾波后再二次下變至零頻點。則各路都可以使用相同頻率的模擬低通或帶通濾波器完成帶外信號的濾波作用,再由單路ADC 采樣各自單載波信號,以使用多射頻點源的代價,簡化下變頻后的帶通或低通濾波器設(shè)計難度,其實現(xiàn)框圖如圖4 所示。

圖4 多下變頻器接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Block diagram of multi-downconverter receiver system

設(shè)完成基本增益控制后的接收信號為

設(shè)本地每路下變頻載波為

對于每路下變頻過程可表示為N

使用低通濾波器去除高頻分量,僅提取當(dāng)前頻點信號后得到

其中,LPf()表示以f 為帶寬執(zhí)行低通濾波操作。上式是直接捷變至零頻公式,如分兩次捷變,第一次捷變至低中頻,則使用帶通濾波器完成單載波帶外濾波操作,與上式略有不同但方法一致。該方案是一種比較傳統(tǒng)的實現(xiàn)方式,其缺點是每個單路載波解調(diào)都需要使用一個下變頻模塊,系統(tǒng)中射頻部分復(fù)雜度較高。

第二種實現(xiàn)方式是由單個下變頻器將信號下變至中頻,然后通過功分器將信號分配至多路,每路單載波解調(diào)器通過數(shù)字方式產(chǎn)生不同頻率的載波信號,將各自信號二次下變頻至零頻位置,由低通濾波器去除單載波帶外信號后,再由ADC 對基帶信號進(jìn)行采樣處理。該方案的優(yōu)點是全路設(shè)備僅需要使用一路射頻下變頻器,簡化了射頻部分的設(shè)計難度;但缺點是每路信號處理模塊都需要增加二次下變頻的載波發(fā)生模塊。其實現(xiàn)框圖如圖5 所示。

圖5 兩次下變頻接收系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Block diagram of two-stage downconverter receiver system

當(dāng)然,如果模式轉(zhuǎn)換器采樣率相對于一次變頻后的中頻頻率較高,也可以采用采樣后在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)正交下變頻的設(shè)計方法。

同公式(8)～(9),對接收信號進(jìn)行一次射頻下變頻后再濾除高頻分量有

設(shè)下變頻后中心頻點載波分量ωIF為

公式(12)變?yōu)?/p>

對于整體中頻信號,各單載波支路再產(chǎn)生各自中頻下變頻載波分量

其中,i ∈(-N/2,N/2),i ≠0,通過此中頻載波對中頻信號進(jìn)行二次下變頻,則單載波支路變頻后的結(jié)果為

而后完成相位同步,獲得準(zhǔn)確的基帶數(shù)據(jù)。

6 實現(xiàn)結(jié)果

圖6 基帶調(diào)頻偏頻譜圖Fig.6 Spectrogram of baseband mixed modulator

以四載波信號為例,完成調(diào)制以后的信號頻譜如圖6 所示。相對于原始單載波系統(tǒng),在相同有效數(shù)據(jù)率條件下,通過提高載波數(shù)量,增加頻帶寬度為代價,獲得了更低的功率譜密度,以及更高的擴(kuò)頻增益,對接收端來說,更低接收信噪比門限降低了信號被截獲或被干擾的概率。

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