李珊珊

（北京空間飛行器總體設計部，北京 100094）

1 引言

隨著衛(wèi)星遙感器數目的增加、遙感器分辨率的提高和新型遙感器的在軌運行，星地數據傳輸問題日漸突出。數據傳輸速率越來越大，使衛(wèi)星通信信道的頻帶資源非常緊張，成為我國傳輸型對地觀測衛(wèi)星面臨的技術挑戰(zhàn)之一。在解決數據傳輸頻帶受限問題的眾多技術途徑中，極化復用技術是一種較簡單的有效方法。采用極化復用方式，利用雙圓極化數傳天線，能夠提高1倍的頻帶利用率［1］。

目前，我國遙感衛(wèi)星的數傳系統(tǒng)大多基于X 頻段，因此設計用于實現雙圓極化特性的X 頻段雙圓極化器十分重要［1］。本文基于隔片式雙圓極化器的設計原理，設計了方波導（又稱為矩形波導）和圓波導兩種形式的X 頻段雙圓極化器。方波導雙圓極化器采用BJ100標準波導作為輸入端，結構為直通型，更為緊湊，且相位差范圍在（90°±2°），軸比達到0.5dB，在性能上有明顯的優(yōu)點。另外，針對圓波導雙圓極化器的主要參數（不包括饋電部分），進行了調試，獲得了較滿意的結果，可為圓波導雙圓極化器的實現提供參考。

2 隔片式雙圓極化器的設計原理

在圓波導或方波導中插入一隔片（隔片為階梯狀），使圓波導或方波導在物理上由二端口網絡變成三端口網絡。用奇偶模理論來定性其工作原理：從端口1或端口2輸入TE10或TE11模信號，通過隔片之后，在公共端口3產生2個正交的電場強度。當2個正交的電場強度滿足幅度相等、相位差＋90°或-90°時，就會形成左旋圓極化或右旋圓極化電磁波。這是因為：對于TE10模，在隔片區(qū)的傳播常數相對于空的方波導幾乎沒有變化；而對于TE01模，隔片區(qū)可以看成是鰭形或脊形波導，其傳播常數是隔片上階梯的高度和長度的函數。調整隔片中每段階梯的高度和長度，使入射信號在經過整個隔片后產生所需的圓極化電磁波，并保證輸入端口具有良好的匹配性，以及輸入端口間的高隔離度。

雖然從幾何形狀上看，雙圓極化器是三端口網絡，但是從電性能上看，應等效為四端口網絡，這因為方波導處的端口有兩個模式的波在傳輸，一個是TE10模，另一個是TE01模。雙圓極化器可能存在多種模式，但在選定網絡端口的參考面時，都讓其遠離多模區(qū)域。在以下的分析中，假設雙圓極化器中的高次模都是截止的，且隔片無限薄。

如圖1所示，用ei和fi來分別描述一個行波在端口i（i＝1，2，3，4）的激勵和反射波幅值。其中：f1為反射回輸入端的功率，f2為無激勵輸入的耦合功率，f3和f4分別為相對幅度和相位。當方波導內偶模激勵，即e1＝e2＝1、e3＝e4＝0時，上下波導的電場和磁場分布相同，而公共壁兩邊的電流方向相反，因此，公共壁的槽縫對場的分布不產生影響，偶模的傳輸不受隔片的影響，并且會將所有的能量在方波導口處轉換成TE10模式［2］。當方波導內奇模激勵，即e1＝1、e2＝-1、e3＝e4＝0時，下波導內的場和電流沿著與偶模激勵時相反的方向流動，此時，公共壁兩邊的電流流向相同，公共壁的槽縫會影響場的分布，導致模式的耦合和反射。雙矩形波導中奇模的橫向場是奇模上下對稱，而方波導中TE10模是偶模上下對稱，它們之間無耦合。因此，奇模的能量在方波導中部分轉化成TE01模，部分反射。

圖1 雙圓極化器等效網絡Fig.1 Equivalent network of dual-circular polarizer

雙圓極化器工作時，端口1的激勵等效為偶模和奇模激勵的疊加，可得

式中：Γ 為奇模激勵的反射系數；θ為輸出端口相位差，決定了軸比和橢圓極化波的主軸傾角。

在反射波幅值中，f1決定了電壓駐波比（VSWR），f2決定了隔離度，對于理想的圓極化波，f3和f4必須幅度相等，相位差90°，因此設計時的主要工作就是減?。＃?，并且保持相位角盡可能接近90°［2］。文獻［3］中給出了幾種工作在不同頻帶下的隔片式雙圓極化器結構，在實際設計中，可將此作為設計參考。

3 設計實例與仿真驗證

3.1 設計實例

根據任務要求，雙圓極化器的設計指標如下：工作頻段為7.8～8.6GHz；極化隔離度不小于25dB；端口電壓駐波比小于1.2。在滿足此設計目標的前提下，為適應星載使用，需要使產品尺寸盡量小，且接口具有通用性。

經過數次仿真發(fā)現，波導尺寸的大小對中心頻率的高低有很大的影響，因此，經過反復計算，最后確定使用BJ100波導作為雙圓極化器的輸入端口。方波導口的尺寸設定為：波導窄邊a＝10.2mm；波導寬邊b＝22.9mm；隔片厚度t＝2.5mm。其他參數在設計時以此端口尺寸為設計前提，隔片結構見圖2。

圖2 隔片結構圖Fig.2 Configuration of septum

假定設計中心頻率在自由空間的波長為λ0，經過計算和仿真，確定隔片參考尺寸。其中：a1＝0.329λ0，b1＝0.093λ0；a2＝0.299λ0，b2＝0.214λ0；a3＝0.293λ0，b3＝0.315λ0；a4＝0.096λ0，b4＝0.471λ0；a5＝0.153λ0，b5＝22.9mm。

目前，圓波導隔片式雙圓極化器在國內應用很少，其主要結構與方波導的類似，具有極化器與饋源連接簡單、易于匹配等優(yōu)點。文獻［4］中給出了圓波導中的正交模激勵圖。經過調試，本文設計的圓波導隔片式雙圓極化器選擇隔片為6階，參考尺寸如下：a1＝0.19λ0，b1＝0.019λ0；a2＝0.334λ0，b2＝0.11λ0；a3＝0.253λ0，b3＝0.219λ0；a4＝0.252λ0，b4＝0.334λ0；a5＝0.096λ0，b5＝0.595λ0；a6＝0.417λ0，b6＝0.712λ0；圓波導直徑d＝b6，隔片厚度t＝0.044λ0。

3.2 仿真驗證

使用CST仿真軟件對上述設計進行仿真驗證，并對設計參數進行相應調整。仿真模型見圖3。

圖3 雙圓極化器仿真模型Fig.3 Simulation model of dual-circular polarizer

方波導雙圓極化器的仿真結果，見圖4～6。圓極化波的實現條件是兩空間正交的電場矢量等幅，且相位差±90°。通過數值方法，首先計算橫向電場平行和垂直于方波導中部分高度隔片的兩電磁波傳播常數的差，同時還要考慮到隔片臺階對兩模產生的相位差，使兩模的總相位差在90°附近。具體參見文獻［5-6］。經過調試后，雙圓極化器在設計頻段的相位差控制在（90°±2°）。

圖4 隔離度仿真結果（方波導）Fig.4 Simulation results of disturbance isolation（square waveguide）

圖5 相位差仿真結果（方波導）Fig.5 Simulation results of phase difference（square waveguide）

圖6 輸入端口1的電壓駐波比仿真結果（方波導）Fig.6 Simulation results of VSWR1（1）（square waveguide）

將上述方波導雙圓極化器與一波紋喇叭結合，形成雙圓極化天線（見圖7），雙圓極化器軸比仿真結果見圖8。在該天線輻射范圍（軸向±4°）內，雙圓極化器的軸比小于0.5dB，特性很好。

圖7 雙圓極化天線的仿真模型Fig.7 Simulation model of dual-circular polarization antenna

圖8 雙圓極化器軸比仿真結果Fig.8 Simulation results of axis ratio for dual-circular polarizer

在圓波導雙圓極化器中，通過適合的階梯式隔片結構，每個輸入端口在圓波導中激勵出兩個正交的幅度近似相等的TE11⊥和TE11‖模［4，7］，仿真結果見圖9～11。

圖9 隔離度仿真曲線（圓波導）Fig.9 Simulation results of disturbance isolation（circular waveguide）

圖10 電壓駐波比仿真結果（圓波導）Fig.10 Simulation results of VSWR（circular waveguide）

圖11 相位差仿真結果（圓波導）Fig.11 Simulation results of phase difference（circular waveguide）

雙圓極化器性能參數見表1。

表1 雙圓極化器性能參數Table 1 Performance parameters of dual-circular polarizer

4 結論

本文基于隔片式雙圓極化器的設計原理，設計了方波導和圓波導兩種不同波導形式的X 頻段雙圓極化器，并經過計算和仿真確定了設計參數。該設計方法可用于實現大功率、寬頻帶的雙圓極化器，使雙圓極化器具有結構緊湊、可靠性高、功率容量大和適宜星載使用等優(yōu)點。仿真結果顯示，設計出的雙圓極化器，其相位誤差小于3°，隔離度大于29dB，電壓駐波比小于1.2，軸比小于0.5dB，具有很好的圓極化性能，可用于星載X 頻段雙圓極化數傳天線的設計。

（References）

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［6］羅耀輝，王五兔.緊湊式寬帶雙圓極化雙工器的設計［J］.空間電子技術，2008，5（1）：51-62 Luo Yaohui，Wang Wutu.Design of broadband compact duplexer-polarizer［J］.Space Electronic Technology，2008，5（1）：51-62（in Chinese）

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