張偉娟，鄒偉，徐坤玉

（蘭州交通大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，甘肅 蘭州 730070)

0 引言

運(yùn)算放大器是集成電路中應(yīng)用最廣泛的電路單元之一，它是模擬及數(shù)?；旌想娐分械囊粋€重要模塊。近年來隨著電子技術(shù)的發(fā)展，對芯片的性能要求也越來越高，同時對運(yùn)算放大器在性能上提出了更高要求。對于Rail-to-Rail運(yùn)算放大器，首先要保證其輸入跨導(dǎo)恒定。目前，已有部分技術(shù)通過控制輸入差分對管的直流偏置電流來控制輸入級的總跨導(dǎo)恒定，其中包括均方根電路和三倍電流鏡法。另外一種技術(shù)是通過使用可調(diào)的電平移位和單級差分對來獲得恒定跨導(dǎo)，它們通常需要結(jié)構(gòu)相對較復(fù)雜的輸入級。此外，還有選用齊納二極管的穩(wěn)壓原理來實(shí)現(xiàn)。另一方面，Rail-to-Rail運(yùn)算放大器要求具有較大的電壓擺幅，采用AB類輸出可以提高擺幅，通常需要比較復(fù)雜的電路[1-2]，同時也降低了電路的電源抑制比(Power Supply Rejection Ratio，PSRR)。

本文所研究的Rail-to-Rail運(yùn)算放大器的輸入跨導(dǎo)隨著輸入電壓的變化而變化。輸入級采用了齊納二極管的穩(wěn)壓原理保證了輸入跨導(dǎo)恒定。輸出級采用改進(jìn)的AB類輸出級進(jìn)一步優(yōu)化了輸出級的驅(qū)動能力管理和整個電路的壓擺率[7]。另外，為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，還設(shè)計了頻率補(bǔ)償電路。

1 電路設(shè)計

1.1 恒定跨導(dǎo)的輸入級

輸入級采用NMOS和PMOS并聯(lián)的差分對輸入，這樣在電路工作時至少保證一個差分對能正常工作，由此可以滿足輸入電壓的滿擺幅，具體電路如圖1所示。M1、M4和M2、M3構(gòu)成了互補(bǔ)雙差分輸入對，但存在的缺點(diǎn)就是輸入級跨導(dǎo)會隨輸入共模電壓的變化而改變。輸入級跨導(dǎo)的變化會影響增益，使得頻率補(bǔ)償變得更加復(fù)雜，還會造成失真。因此本文采用齊納管穩(wěn)壓原理來恒定跨導(dǎo)。串聯(lián)二極管M5、M6具有類似于齊納二極管的特性，只有當(dāng)節(jié)點(diǎn)A、B之間的電壓差大于M5、M6的閾值電壓之和時，由M5和M6組成的支路才會導(dǎo)通，其可以使得總輸入跨導(dǎo)恒定。

圖1 齊納管恒定跨導(dǎo)的輸入級

在整個共模電壓范圍內(nèi)，跨導(dǎo)控制可分為3部分。輸入級總跨導(dǎo)可以表示為：

其中，gmN和gmP分別為輸入級NMOS和PMOS差分對的跨導(dǎo)，VTH為MOSFET的閾值電壓，因子K是跨導(dǎo)參數(shù)，計算公式可以表示為：

其中μn和μp分別是電子和空穴的遷移率，COX是單位面積的柵氧化層電容。

當(dāng)輸入共模電壓很高或很低時，A、B兩點(diǎn)之間的電壓差相對較低，不足以導(dǎo)通M5、M6支路。因此，M5、M6支路是截止的。只有當(dāng)輸入共模電壓在中壓區(qū)，M5、M6均工作時，M5、M6支路導(dǎo)通。輸入級M1和M2的源極電壓差為：

其中，VSM1和VSM2分別是M1和M2的源電壓。為了保持總跨導(dǎo)在整個輸入共模電壓范圍內(nèi)恒定，必須保證M1和M2的柵源電壓之和不變。當(dāng)NMOS差分對或PMOS差分對由不工作狀態(tài)轉(zhuǎn)換到工作狀態(tài)的過程時，會使得運(yùn)算放大器的短路跨導(dǎo)出現(xiàn)波動。為了減小運(yùn)放短路跨導(dǎo)的波動幅度，設(shè)計時在齊納二極管的基礎(chǔ)上增加一個共源放大器和源極跟隨器，如圖1中M7、M8；它能夠更好地控制差分對的工作切換過程，減小運(yùn)算放大器短路跨導(dǎo)的波動幅度。另外，必須保證M6、M8的寬長比和M1、M4的寬長比相同，M5、M7的寬長比與M2、M3的相同?？傊捎谬R納二極管技術(shù)來恒定跨導(dǎo)，減小了芯片的面積，同時不會產(chǎn)生額外的靜態(tài)電流[5-6]。

1.2 頻率補(bǔ)償

為了保證整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性，需對電路進(jìn)行頻率補(bǔ)償，電路補(bǔ)償方案如圖2所示。

圖2 頻率補(bǔ)償

其中g(shù)m1和gm2分別為輸入級和輸出級的跨導(dǎo)。最常用的補(bǔ)償電路是米勒補(bǔ)償，米勒補(bǔ)償在電路中會引入一個右半平面的零點(diǎn)，它會削弱系統(tǒng)的穩(wěn)定性。因此需要與補(bǔ)償米勒電容Cm串聯(lián)一個電阻Rm，通過調(diào)整Rm大小，使得右半平面零點(diǎn)移動到左半平面，改善系統(tǒng)穩(wěn)定性。假定CO1，CO2

基于米勒效應(yīng)，主極點(diǎn)ωp1與補(bǔ)償電容有關(guān)，因此CC的值決定系統(tǒng)的穩(wěn)定性。電阻RC的引入可以消除右半平面零點(diǎn)，并達(dá)到一個更好的高頻動態(tài)范圍。此外，在輸出接點(diǎn)處適當(dāng)?shù)碾娮柝?fù)載還可以減少輸出阻抗，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定[3-4]。

1.3 AB類輸出級

在運(yùn)算放大器輸出級的設(shè)計中，為了最大效率地利用資源，輸出級必須要有大的擺幅和盡可能小的靜態(tài)電流。AB類輸出級的輸出晶體管被偏置在一個很小的靜態(tài)電流下，可以有效地減小交越失真，同時也可以保證最大動態(tài)輸出的電流遠(yuǎn)大于靜態(tài)電流，從而提高輸出級的效率。AB類輸出的關(guān)鍵在于保持兩個輸出晶體管柵極之間電壓的恒定。AB類輸出原理圖如圖3所示。AB類輸出采用兩個浮柵MN3和MP3相對于采用電阻，它能更有效地減小芯片面積。AB類輸出電路形成兩個線性回路MP1—MP4以及MN1—MN4，確定了兩輸出管的靜態(tài)電流，固定了兩輸出管MP4和MN4柵極之間的電壓。

圖3 AB類輸出原理圖

1.4 總體電路設(shè)計

Rail-to-Rail運(yùn)算放大器的總體電路設(shè)計如圖4所示。其中包括5部分：偏置電路，由M9-M12，Iref1-Iref6組成；互補(bǔ)差分輸入級，由M1-M4組成；電流求和電路，由M13-M20組成；頻率補(bǔ)償電路，由R2，R2，C1，C2組成；AB類輸出級，由M33-M42組成。其中，M25-M32為擺率提高電路，采用此電路可以有效地提高運(yùn)放的擺率。

圖4 總體電路圖

共源共柵結(jié)構(gòu)求和電路作為Rail-to-Rail差分電路的有源負(fù)載，可以提高整個電路系統(tǒng)的增益并降低失調(diào)電壓；為了提高驅(qū)動速度，輸出級采用了推挽式AB類輸出，由M47、M48組成?？傠娐返闹绷髟鲆婵杀硎緸楣?6)，其中Adc1和Adc2分別是輸入和輸出級的直流增益，gm是總輸入跨導(dǎo)，gm16、gm17、gm47和gm48分別是 M16、M17、M47、M48的跨導(dǎo)。此外，ROUT1和ROUT2分別是輸入級和輸出級的輸出阻抗ro14、ro16、ro17、ro19、ro47和 ro48分別為 M14、M16、M17、M19、M47和M48的輸出阻抗，ron和rop分別為PMOS和NMOS差分對的輸出阻抗。

2 電路仿真

采用CSMC 0.5 μm CMOS工藝，利用 H-Spice軟件對電路進(jìn)行了仿真。電路采用8V電源供電，總跨導(dǎo)為573 μA/V，調(diào)整電源電壓從0～8V，分別在-40℃，0℃，60℃條件下對輸入級跨導(dǎo)進(jìn)行仿真驗(yàn)證，結(jié)果如圖5所示，顯然，可以看出輸入跨導(dǎo)波動基本不隨溫度和輸入電壓的變化而改變。溫度在0℃，60℃條件下跨導(dǎo)變化波動最大，約為22.5μA/V，可知此時最大跨導(dǎo)變化率為3.9%(22.5/573≈3.9%)；溫度為-40℃時，跨導(dǎo)變化波動較小，約為10.5μA/V，最大跨導(dǎo)變化率約為1.8%(10.5/573≈1.8%)。軌對軌輸入輸出特性曲線如圖6所示，由此可以看出輸入輸出基本達(dá)到軌對軌，在整個動態(tài)輸入輸出電壓范圍內(nèi)電路具有良好的性能。

圖5 不同溫度下輸入級跨導(dǎo)變化曲線

圖6 軌對軌輸入輸出特性曲線

3 結(jié)論

通過對軌對軌運(yùn)算放大器的研究與分析，設(shè)計了一種具有高擺率、跨導(dǎo)恒定的軌對軌運(yùn)算放大器。采用齊納二極管的穩(wěn)壓原理，保證了Rail-to-Rail運(yùn)算放大器的輸入跨導(dǎo)的恒定；同時，引入了一種新型的壓擺率提高電路。通過H-Spice對電路進(jìn)行了仿真，由結(jié)果表明電路性能良好。

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