胡 峰，金立標(biāo)，李鑒增

(中國(guó)傳媒大學(xué)，北京 100024)

0 引言

CMMB在物理層采用OFDM結(jié)構(gòu)作為調(diào)制方案，OFDM復(fù)用技術(shù)的引入可以獲得較高的傳輸速率［3］。但OFDM系統(tǒng)會(huì)產(chǎn)生比較高的峰值平均功率比(PAPR)信號(hào)，這是多載波調(diào)制相對(duì)于單載波調(diào)制最大的劣勢(shì)。本文針對(duì)CMMB發(fā)射機(jī)模型給出了一種預(yù)失真的峰均比抑制方法，該方法主要包含削波和星座圖擴(kuò)展兩部分。削波可以有效地將整體的峰均比抑制到一個(gè)很低水平，但是削波勢(shì)必會(huì)引入信號(hào)的失真，從星座圖上看，表現(xiàn)為信號(hào)的離散和帶外噪聲，所以在工程上會(huì)引入星座圖擴(kuò)展(ACE)的方法，來(lái)控制星座點(diǎn)的離散，盡可能恢復(fù)信號(hào)的抗干擾能力。本文提出的星座圖擴(kuò)展的方案直接將帶外噪聲去除，等效于實(shí)現(xiàn)了理想頻域?yàn)V波的功能，這樣做的另一個(gè)優(yōu)勢(shì)是降低了對(duì)濾波器的性能要求。通過(guò)對(duì)峰均比進(jìn)行有效地抑制，可以將時(shí)域信號(hào)保持在一個(gè)相對(duì)穩(wěn)定的動(dòng)態(tài)范圍，這樣在經(jīng)過(guò)功放時(shí)可以很好的節(jié)省功率資源，并且有效地保持信號(hào)的抗干擾能力。

1 CMMB發(fā)射機(jī)系統(tǒng)模塊

1.1 CMMB幀結(jié)構(gòu)和時(shí)隙結(jié)構(gòu)

CMMB信道標(biāo)準(zhǔn)采用基于時(shí)隙的物理幀結(jié)構(gòu)進(jìn)行設(shè)計(jì)(見(jiàn)圖1)，時(shí)域中的傳輸幀長(zhǎng)度為1 s，分為40個(gè)時(shí)隙。每個(gè)時(shí)隙為25 ms，它包含一個(gè)信標(biāo)和53個(gè)OFDM符號(hào)。信標(biāo)由發(fā)射機(jī)識(shí)別信號(hào)和兩個(gè)相同的同步信號(hào)組成［2］。

圖1 時(shí)隙結(jié)構(gòu)

1.2 CMMB發(fā)射機(jī)系統(tǒng)

TS流經(jīng)過(guò)外編碼、外交織以及內(nèi)編碼和內(nèi)交織之后所形成的比特流經(jīng)過(guò)星座映射形成系統(tǒng)要發(fā)送的數(shù)據(jù)信息，CMMB常用的是QPSK調(diào)制和16QAM調(diào)制，這里著重介紹QPSK(8M模式)發(fā)射機(jī)所對(duì)應(yīng)的射頻調(diào)制系統(tǒng)。CMMB發(fā)射機(jī)功能框圖如圖2所示。

圖2 發(fā)射機(jī)功能框圖

1.2.1 OFDM成形

經(jīng)過(guò)QPSK調(diào)制的數(shù)據(jù)作為頻域信號(hào)經(jīng)過(guò)IFFT轉(zhuǎn)換成OFDM符號(hào)，不考慮時(shí)隙之間調(diào)制的差別，每個(gè)時(shí)隙包含53個(gè)OFDM符號(hào)，每個(gè)OFDM符號(hào)包含3076 個(gè)有效子載波和1020 個(gè)插0符號(hào)，其中有效子載波包含82個(gè)連續(xù)導(dǎo)頻和384個(gè)離散導(dǎo)頻以及2610 個(gè)數(shù)據(jù)子載波。在8M模式下，每個(gè)時(shí)隙含有138330 個(gè)數(shù)據(jù)子載波，其中前138240 個(gè)數(shù)據(jù)子載波用于承載星座映射的數(shù)據(jù)符號(hào)，最后90個(gè)數(shù)據(jù)子載波填充0［1］。OFDM的頻譜結(jié)構(gòu)主要由插入連續(xù)導(dǎo)頻和離散導(dǎo)頻，以及承載有效數(shù)據(jù)組成。

連續(xù)導(dǎo)頻為在同一時(shí)隙的每個(gè)OFDM符號(hào)上傳送相同信息的子載波。82個(gè)連續(xù)導(dǎo)頻其中64個(gè)分為4組傳輸同樣的傳輸指示信息，其余18個(gè)傳送固定比特0。384個(gè)離散導(dǎo)頻發(fā)送固定的1+0j。奇偶時(shí)隙的位置不同。插入導(dǎo)頻之后，需要進(jìn)行擾碼處理，使之隨機(jī)化，擾碼的公式為

從那晚開(kāi)始，哥倆就分享那個(gè)女人。那種骯臟的茍合同本地正派規(guī)矩格格不入，誰(shuí)都不想了解細(xì)節(jié)。開(kāi)頭幾個(gè)星期相安無(wú)事，但長(zhǎng)此下去畢竟不是辦法。兄弟之間根本不提胡利安娜，連叫她時(shí)都不稱呼名字。但兩人存心找茬，老是鬧些矛盾。表面上仿佛是爭(zhēng)論賣皮革，實(shí)際談的是另一回事。爭(zhēng)吵時(shí)，克里斯蒂安嗓門(mén)總是很高，愛(ài)德華多則一聲不吭。他們互相隱瞞，只是不自知而已。在冷漠的郊區(qū)，女人除了滿足男人的性欲，供他占有之外，根本不在他眼里，不值得一提，但是他們兩個(gè)都愛(ài)上了那個(gè)女人。從某種意義上來(lái)說(shuō)，這一點(diǎn)使他們感到丟人。

數(shù)據(jù)子載波、離散導(dǎo)頻和連續(xù)導(dǎo)頻等，均由一個(gè)復(fù)偽隨機(jī)序列進(jìn)行加擾。在星座圖上，相當(dāng)于模值不變，相位移動(dòng) 45°，135°，－45°，－135°。加擾之后星座圖如圖 3 所示。

1.2.2 PAPR抑制

圖3 加擾后的星座圖

作為發(fā)射機(jī)的主要部分，本文主要探討的是峰均比的抑制過(guò)程。以下將針對(duì)完整的CMMB結(jié)構(gòu)進(jìn)行綜述，峰均比的抑制主要分為兩個(gè)部分:削波和星座圖擴(kuò)展。通過(guò)削波濾波的方式有效地降低峰均比的水平。削波的過(guò)程產(chǎn)生了帶內(nèi)失真和帶外噪聲，通過(guò)濾波的過(guò)程來(lái)消除帶外噪聲的影響，而一方面帶外噪聲本身對(duì)峰均比也有一定的抑制作用，通過(guò)大量的實(shí)驗(yàn)表明，濾波會(huì)帶來(lái)峰值的回升。整體而言，削波濾波對(duì)峰均比有很好的抑制作用，然而這種預(yù)失真的過(guò)程會(huì)將頻域信號(hào)徹底離散，極大地降低了信號(hào)的抗干擾能力，于是引入星座圖擴(kuò)展的方法，通過(guò)在星座圖上對(duì)信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)陌嵋?，一方面盡可能提高信號(hào)的抗干擾能力，這里主要用調(diào)制誤差函數(shù)(MER)來(lái)衡量，一方面盡可能保持峰均比的水平。

在星座圖擴(kuò)展的過(guò)程中，導(dǎo)頻部分是不能移動(dòng)的，所以削波產(chǎn)生的導(dǎo)頻失真將重新移回到理想位置。為了方便進(jìn)行星座圖擴(kuò)展的操作，通過(guò)45°移相將數(shù)據(jù)體搬移到QPSK的星座圖模式，星座圖擴(kuò)展之后再進(jìn)行－45°的相位恢復(fù)，這個(gè)過(guò)程主要是針對(duì)加入導(dǎo)頻和擾碼之后作出的調(diào)整。

另外為了降低濾波器的性能，有效控制帶肩比，在星座圖擴(kuò)展的過(guò)程中，將帶外噪聲去除，這樣就等于實(shí)現(xiàn)了理想濾波器的功能。消除帶外主要是考慮到當(dāng)帶肩比滿足發(fā)射機(jī)性能指標(biāo)的條件下，帶外噪聲對(duì)峰均比抑制的貢獻(xiàn)非常小，如果尋求這部分的貢獻(xiàn)，必須盡可能的提升濾波器的指標(biāo)，由此在星座圖擴(kuò)展的過(guò)程中消除帶外噪聲，一方面比較容易實(shí)現(xiàn)，一方面頻譜成形濾波器的指標(biāo)可以有效地降低。

1.2.3 成幀

信標(biāo)部分在射頻調(diào)制的過(guò)程中也是完全不能修改的，因此在完成峰均比抑制之后成幀的過(guò)程中再加入信標(biāo)。這樣做主要是考慮到削波的過(guò)程會(huì)引入誤差，而峰均比抑制方案往往通過(guò)迭代的方式尋找最優(yōu)解，在整個(gè)處理過(guò)程中加入信標(biāo)會(huì)帶來(lái)不必要的麻煩。正如圖2所示，峰均比抑制只處理各個(gè)時(shí)隙的OFDM符號(hào)部分，在削波和星座圖擴(kuò)展結(jié)束之后加入完整的信標(biāo)。信標(biāo)部分并沒(méi)有高峰均比的問(wèn)題，不會(huì)影響整體的峰均比水平。

1.2.4 射頻調(diào)制

當(dāng)數(shù)據(jù)組成完整的幀結(jié)構(gòu)之后，經(jīng)過(guò)頻譜成形，再經(jīng)過(guò)功率放大器就可以形成一整套的射頻信號(hào)，上變頻之后經(jīng)發(fā)射天線發(fā)射出去。這一部分最主要的還是功率放大器問(wèn)題，因?yàn)橐话愕墓β史糯笃鲿?huì)產(chǎn)生非線性失真，所以很多發(fā)射機(jī)廠商在非線性失真這一塊做了很多工作，以抵消信號(hào)在功率放大過(guò)程中帶來(lái)的信號(hào)失真，或者是在有效的信號(hào)抗干擾性能和帶肩比的前提之下，有效地降低功率回退(IBO)。

2 峰均比抑制技術(shù)

2.1 峰均比定義

過(guò)高的峰均功率比是OFDM技術(shù)中的一個(gè)巨大的缺陷，可以定義為一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)的瞬時(shí)功率峰值與信號(hào)功率平均值之比

2.2 高PAPR對(duì)功放的影響

高PAPR帶來(lái)的最嚴(yán)重的問(wèn)題是在發(fā)射端和接收端的功率放大器上，輸入輸出模型可以用式(4)來(lái)表示［4］

式中:u為輸入電平值;usat為飽和電平值;p為一個(gè)整數(shù)，現(xiàn)有實(shí)用放大器中通常取值為10。對(duì)于較大的p值來(lái)說(shuō)，可以近似為軟限幅器，即只要小于最大的動(dòng)態(tài)范圍，該放大器就是線性的;而一旦超過(guò)最大門(mén)限值，則對(duì)該峰值信號(hào)進(jìn)行限幅，如圖4所示。

當(dāng)p取100時(shí)近似于理想的功放線性模型，當(dāng)p取2時(shí)，近似于實(shí)際中的功放模型，當(dāng)p=10時(shí)，類似于經(jīng)過(guò)校正的功放模型。由于一般的功率放大器的動(dòng)態(tài)范圍是有限的，所以當(dāng)OFDM系統(tǒng)內(nèi)這種變化范圍較大的信號(hào)進(jìn)入放大器的非線性區(qū)域時(shí)，信號(hào)就會(huì)產(chǎn)生非線性失真，造成較明顯的頻譜擴(kuò)展干擾以及帶內(nèi)信號(hào)畸變，導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)性能的下降。

圖4 p取不同值時(shí)功率放大器的輸入輸出示意圖

2.3 預(yù)失真技術(shù)

2.3.1 限幅濾波理論

降低PAPR最簡(jiǎn)單的方法就是限幅(Clipping)法。不過(guò)限幅會(huì)產(chǎn)生信號(hào)的畸變，信號(hào)的失真引起帶外噪聲和帶內(nèi)信號(hào)的離散，從而造成系統(tǒng)性能的下降，降低了整個(gè)系統(tǒng)的頻譜效率。因此，在限幅之后有必要加入濾波器以改善因?yàn)橄薹鸬膸忸l譜惡化。

限幅法的基本原理就是預(yù)先設(shè)定限幅門(mén)限A，對(duì)OFDM信號(hào)包絡(luò)超過(guò)門(mén)限的部分進(jìn)行直接削除。公式為

2.3.2 星座圖擴(kuò)展技術(shù)

結(jié)合QPSK調(diào)制為例來(lái)具體說(shuō)明ACE算法步驟。應(yīng)用星座擴(kuò)展區(qū)域限制條件修正頻域信號(hào)，在可擴(kuò)展區(qū)域內(nèi)的則保留，在可擴(kuò)展區(qū)域外的則按規(guī)則修正，修正規(guī)則如圖5。假設(shè)待發(fā)送的頻域數(shù)據(jù)位于原始星座圖中的點(diǎn)B＇處，如果該點(diǎn)落在了點(diǎn)A，則保持虛部不變修正實(shí)部將A修正為A＇;如果落在B點(diǎn)，則同時(shí)修正實(shí)部和虛部將B修正為B＇;如果落在C點(diǎn)，則保持實(shí)部不變修正虛部，將C修正為C＇;如果落在D點(diǎn)，由于在可擴(kuò)展區(qū)域內(nèi)因此無(wú)須修正。

將修正后的頻域信號(hào)做IFFT變換至?xí)r域。如果此時(shí)的PAPR已經(jīng)小于預(yù)設(shè)的PAPR門(mén)限或者迭代次數(shù)i達(dá)到了預(yù)設(shè)的最大迭代次數(shù)則將該數(shù)據(jù)體部分輸出，否則i=i+1，跳轉(zhuǎn)到迭代處理。

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

CMMB物理層關(guān)鍵技術(shù)研究及平臺(tái)仿真根據(jù)CMMB系統(tǒng)框圖設(shè)計(jì)。這里選取2個(gè)時(shí)隙的CMMB信號(hào)的作為測(cè)試數(shù)據(jù)，通過(guò)削波和星座圖擴(kuò)展技術(shù)來(lái)降低峰均比，選取工程上常用的CCDF曲線作為衡量標(biāo)準(zhǔn)。并通過(guò)p=10的功放模型來(lái)模擬經(jīng)過(guò)非線性校正的功放模型，上變頻之后經(jīng)過(guò)的信道模型設(shè)置為高斯信道。選取BER曲線作為信號(hào)抗干擾能力的衡量標(biāo)準(zhǔn)。

圖5 星座圖擴(kuò)展

圖6表示經(jīng)過(guò)多次迭代的CCDF曲線，這里的CCDF曲線表述的是OFDM信號(hào)所有時(shí)域電平的分布規(guī)律。通過(guò)比較10－3處PAPR分布情況，原始信號(hào)的峰均比為8.36 dB，經(jīng)過(guò)五次迭代之后的峰均比為6.43 dB，平均功率增加0.4268 dB。這樣通過(guò)核算之后的凈增益為1.5 dB。圖7為經(jīng)過(guò)5次削波和星座圖擴(kuò)展的頻譜圖，此時(shí)的帶肩比為80 dB。該處帶肩比的取得得益于在星座圖擴(kuò)展的過(guò)程中去除噪聲的影響，雖然犧牲了約0.05 dB的峰均比增益，卻有效地降低了頻譜成形時(shí)的濾波器指標(biāo)。

圖8為射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)高斯信道后的BER分布曲線，此處的信號(hào)經(jīng)過(guò)功率放大器的處理，設(shè)置MER為40 dB，此時(shí)原始信號(hào)和經(jīng)過(guò)ACE處理的信號(hào)功率回退分別為6.3 dB和7.9 dB。經(jīng)過(guò)ACE處理后的BER的增益為0.13 dB，此時(shí)功率回退的凈增益為1.73 dB。

圖8 經(jīng)過(guò)高斯信道的誤碼率曲線

4 小結(jié)

CMMB作為高性能的移動(dòng)多媒體廣播系統(tǒng)，其手持電視產(chǎn)品受到了廣大消費(fèi)者的喜愛(ài)和接受。本文設(shè)計(jì)的CMMB發(fā)射機(jī)射頻調(diào)制方案，將重點(diǎn)放在處理OFDM峰均比過(guò)高的問(wèn)題上，通過(guò)采用削波和星座圖擴(kuò)展的方案將峰均比限制在一定的水平，進(jìn)而有效地提高了功率放大器的性能指標(biāo)，最終在保持信號(hào)抗干擾能力的前提下，有效降低了CMMB發(fā)射機(jī)的功耗。

本文為廣電總局?jǐn)?shù)字多媒體廣播技術(shù)在Ⅲ波段應(yīng)用研究項(xiàng)目階段成果。

［1］GY/T 220.1—2006，移動(dòng)多媒體廣播第1部分:廣播信道幀結(jié)構(gòu)、信道編碼和調(diào)制［S］.2006.

［2］李棟.數(shù)字多媒體廣播［M］.北京:電子工業(yè)出版社，2010.

［3］JIANG Xiaobo，LI Hongyuan，LI Fangyuan，et al.Design of baseband receiver based on CMMB［C］//Proc.Intelligent Signal Processing and Communication Systems(ISPCS)，2000.［S.l.］:IEEE Press，2010:1－4.

［4］BRETON B L.WP4－A.II.Evaluation platform－PAPR ACE function［G］//B21C－CELTIC project CP4－004.［S.l.］:CELTIC，2009:1－18.