徐 杰

（安徽工程大學(xué)電氣工程學(xué)院，安徽 蕪湖 241000）

在AC-DC-AC變換中[1]，常采用PWM方式進行調(diào)制控制[3-7]。為了逆變電源輸出電壓中諧波盡可能消除，一般在三相整流橋后并聯(lián)了一個大的電解直流濾波電容，它的存在不僅影響了系統(tǒng)的響應(yīng)速度、增大了系統(tǒng)的體積、降低了系統(tǒng)的可靠性且增加了系統(tǒng)的成本[2，14]。此直流電容除了濾除直流電壓的紋波外，與負載的大小無關(guān)[2]。本文分析了基于AC-DC-AC型電力電子變壓器的工作模式，因為原、副邊包含了整流、直流電容、逆變、變壓器藕合、整流、直流大電容、逆變等環(huán)節(jié)，使得工作方式較為復(fù)雜，對該PET主電路拓樸結(jié)構(gòu)分析，對利于進一步研究的工作基礎(chǔ)，對于具有直流側(cè)PET直流側(cè)電容的模式分析奠定了基礎(chǔ)。

1 工作模式分析

下面詳細分析電路在感性負載的狀態(tài)下，其開關(guān)器件的工作規(guī)律，通過電路中電流的流通狀況，確定主電路拓撲結(jié)構(gòu)工作的狀況[2]。在此分析中如圖1所示，三相PWM逆變、整流橋臂的控制信號[2]，由三角載波和調(diào)制波相比較給出，每個橋臂上下兩個開關(guān)管觸發(fā)脈沖時間互補。本文將主電路形式簡化為如圖2的電路結(jié)構(gòu)。

圖1 三相逆變器電源主要電壓、電流波形

下面分析基于AC-DC-AC主拓撲電路在感性負載下其開關(guān)器件工作規(guī)律，分析電路中電流的流通狀況，確定三相整流側(cè)、單相逆變器的輸出電壓。

對于三相 PWM 的 VSR開關(guān)模式對應(yīng)的電流回路，不同的網(wǎng)側(cè)電流瞬時方向?qū)?yīng)不同的電流回路[8]。給出了三相網(wǎng)側(cè)電流ia＞0、ib＜0、ic＞0時PWM控制對應(yīng) 8種模式的電流回路[8]。下面以原邊整流側(cè)的變化為基準分析此PET工作方式。

圖2 AC-DC-AC型PET主電路

模式1：0～t1時間段內(nèi)，開關(guān)管T01的控制信號為高電壓平，如圖可知此時A相電流為負值，在開關(guān)管內(nèi)T01沒有電流流過，A相的電流通過續(xù)流二極管D01，同時開關(guān)管T06中的電流為負，所以也通過續(xù)流二極管、T04的控制信號是高電平，此時C相電流為正值，通過直流側(cè)電容的電流有充放電，該脈動相對于產(chǎn)生的直流側(cè)電壓幅值較小，上此處近似為直流側(cè)電容輸出電壓穩(wěn)定在 3000V，根據(jù)本文的參考向量的方向，通過原邊的逆變器 PWM控制使T11、T12處于高電平，使得通過高頻藕合到副邊的電流方向相一致，副邊的分析同原邊相近，副邊整流器與原邊的逆變器有同步的PWM控制，使得副邊的電流保持與原邊電流同相，可知與原邊逆變器同步PWM控制的整流器，使T31、T32處于高電平，此處副邊逆變采用 ia＜0，ib＞0，ic＞0 工頻電壓，通過SVPWM控制使得D31、D36、D32續(xù)流二極管導(dǎo)通。

模式2：t1～ t2時間段內(nèi)，開關(guān)管T01的控制信號為低電壓平，如圖可知此時A相電流為負值，T04的控制信號是高電平，此時C相電流為正值，由圖1知T05處于高電平，根據(jù)本文的參考向量的方向，通過原邊的逆變器PWM控制使T11、T12處于高電平，使得通過高頻藕合到副邊的電流方向相一致，副邊的分析同原邊相近，副邊整流器與原邊的逆變器有同步的 PWM控制，使得副邊的電流保持與原邊電流同相，可知與原邊逆變器同步PWM控制的整流器，使T31、T32處于高電平，此處副邊逆變器采用ia＜0，ib＞0，ic＞0工頻電壓，通過SVPWM控制使D31、D36、D32續(xù)流二極管導(dǎo)通。

同理，在 t2～t3時間段內(nèi)分析過程相同，進一步可以分析出在通過改變調(diào)制波波形對開關(guān)的控制，找出各自開關(guān)狀態(tài)下的不同模式，對于模式（7）、（8）不是有效工作模式，可知原邊整流側(cè)為6種工作模式，對于原邊逆變側(cè)有兩種工作模式，副邊整流側(cè)工作模式有兩種，副邊逆變側(cè)有6種工作模式。

在原邊對于副邊同一種工作模式原邊逆變器采用不同的開關(guān)控制方法，為使得原副邊的電流方向流向一致，由圖4可以看出為了保持原邊電流的流向控制使原來控制T11、T12處于高電平的信號，處于低電平、控制D13、D14觸發(fā)導(dǎo)通。整個工作模式中的電流流向沒有改變。

如圖5所示，為保持與原邊電流藕合流向一致，使原來控制T21、T22處于高電平的信號，處于低電平、使控制D23、D24觸發(fā)導(dǎo)通。整個工作模式中的電流流向沒有改變。對于電流流向的判斷可根據(jù)基爾霍夫電流定律判斷。

圖3 基于AC-DC-AC型電力電子變壓器PWM

不同開關(guān)模式時的電流回路（1）－（8）種模式

圖4 原邊逆變側(cè)模式分析圖

圖5 副邊整流側(cè)模式分析圖

由上面分析可知，基于AC-DC-AC型電力電子變壓器的工作模式中存在三相整流、單相逆變、單相整流、三相逆變電路工作模式，根據(jù)對不同的輸入電流而對應(yīng)不同的工作模式。對于同一種原邊三相整流器，對于同一輸入網(wǎng)側(cè)電流，對應(yīng)2× 8種工作模式，其中原邊單相逆變、副邊單相整流采同同步PWM脈沖工作方式，為兩種；副邊逆變?nèi)噍敵龉ぷ鞣绞綖?種。原邊所入為 6種網(wǎng)側(cè)電流狀態(tài)，即ia＞0, ib＜0,ic＜0、ia＞0, ib＜0,ic＞0、ia＜0, ib＞,0ic＞0、ia＜0 ,ib＜0,ic＞0、ia＜0 ,ib＞0,ic＜0、ia＞0, ib＜0,ic＜0?；贏C-DC-AC型電力電子變壓器的工作模式共存在6×2×2×6種工作模式，即有效模式。通過通路分析，在對稱主電路拓樸對稱的情況下，工作模式成對稱狀分布。

在感性負載的情況下PET輸出電壓的大小與直流側(cè)電壓的大小有關(guān)，通過直流側(cè)電容對PET輸出電壓的影響，直流側(cè)電容的電壓穩(wěn)定是影響PET的輸出電壓。

2 仿真實驗分析

應(yīng)用 Matlab/Simulink環(huán)境下建立整個 PET系統(tǒng)，進行了仿真驗證，主要仿真參數(shù)如下：電網(wǎng)輸入三相對稱電源電壓峰值 em=1414V、電網(wǎng)側(cè)頻率f=50Hz 、原邊直流電容 C1=4700μF、變壓器原副邊的比值3500V∶800V、輸出濾波電感2.15mH、輸出濾波電容 C=4700μF ，此處負載參數(shù)設(shè)置：負載為三相對稱感性負載，額定頻率 fn=50Hz ，額定線電壓為380V，其中有功功率 P=(50e 3 )W 。

圖6 電容電壓值的波形圖

在不同算法中原幅邊 C取值對電源側(cè)功率因數(shù)、負載側(cè)的輸出特性的影響。分析如下：原邊電容值從4700e-6取至負邊電容為5000e-6。

由上圖6（a）、（b）所示可以看出原邊和副邊直流側(cè)電容的電壓值分別穩(wěn)定在 3000V、800V，說明在整流器和逆變器處的直流電容值在充放電過程中，對于整體的電力電子變壓器而言基穩(wěn)定，對于原邊電網(wǎng)側(cè)和負載的輸出影響小，對于該電力電子變壓器而言具有較好的性能。通過上面分析，可知 PET主拓撲電路中直流側(cè)的電容影響PET的電壓輸出。

3 結(jié)論

本文詳細的分析了基于AC-DC-AC型電力電子變壓器主電路拓撲結(jié)構(gòu)的在感性負載下的的各種工作方式，得出該電路拓撲結(jié)構(gòu)中，符合有效的工作模式的特點，為提出基于原副邊的雙PWM控制的新型算法控制奠定了基礎(chǔ)。分析了三相逆變電源在感性負載下的各種工作方式得出PET輸出電壓與直流側(cè)電壓的大小有關(guān)，PET主拓撲電路中直流側(cè)電容影響 PET的電壓輸出，為進一步具有直流側(cè)型PET的研究奠定了基礎(chǔ)。

[1]Manjrekar M D, Kieferndorf R, Venkataramanan G,Power electronic transformers for utility applications[C].Conference record of the2000 IEEE-IAS Annual Meeting. [s.l.], 2000,4∶ 2496-2502.

[2]王建元,趙般多,紀延超.三相逆變器工作方式分析[J].電力系統(tǒng)及其自動化學(xué)報,2003,15(1)∶ 78-81.

[3]Thomas G. Habetler. A Space vector- based rectifier regulator for ACDCAC converters. IEEE Transactions on power electronics, 1999, 8(5)∶ 30- 36.

[4]張明巖.交流調(diào)速 PWM 調(diào)制諧波消除技術(shù)[J]. 電機電器技術(shù), 1997(1)∶ 30-34.

[5]J. F. A. M artins,A. J. Pires, J. F. Silva. A Novel and Simple Current Controller for Three-Phase PWM Power Inverters. Industrial Electronics. IEEE Transactions, 1998,45(5)∶ 802-804

[6]黃瀚,紀延超,張輝,胡永桓,柳焯. 優(yōu)化特定消諧 PWM技術(shù)[J]. 中國電機工程學(xué)報, 1997, 17(5)∶ 344-347.

[7]Hiroki Ishikawa, Yoshihiro Murai. A New Series Resonant DC-L ink AC DC PWM Converter. Industry Applications. IEEE Transactions, 1999, 35(6)∶ 1433-1439.

[8]張崇巍,張興.PWM 整流器及其控制[M]. 北京∶機械工業(yè)出版社,2003.

[9]王瑞華.脈沖變壓器設(shè)計[M].北京∶科學(xué)出版社,1996∶108-109,131.

[10]朱莉,趙莉華,黃念慈.開關(guān)電源中高頻變壓器工作模式的研究[J]. 電工技術(shù)雜志,2001(6).

[11]楊玉崗.現(xiàn)代電力電子的磁技術(shù)[M].北京∶科學(xué)出版社,2003∶164.

[12]Rashid M H.電力電子技術(shù)手冊[M].陳建業(yè),楊德剛,梁自澤,等,譯.北京∶機械工業(yè)出版社,2004∶117.

[13]基于交-交-交變換型結(jié)構(gòu)的電力電子變壓器研究[J].電氣傳動,2007,26(8)∶48-50.

[14]輸出恒壓恒頻交流電壓的雙 PWM 電力電子變壓器分析研究[J].電氣技術(shù),2008(1)∶ 28-32.