周康，辛?xí)詭?/p>

（電子科技大學(xué) 自動化研究所，成都611731）

周康（碩士研究生），主要研究領(lǐng)域為超聲信號處理、嵌入式系統(tǒng)設(shè)計。

引 言

常見的風(fēng)杯式、風(fēng)標(biāo)式風(fēng)速風(fēng)向儀因自身機械結(jié)構(gòu)固有的缺陷，測量低風(fēng)速時靈敏度不高，并且會隨使用時間的增加出現(xiàn)一定程度的老化［1］，在惡劣的工作環(huán)境中測量精度和使用壽命均受到較大影響。

超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀誕生于20世紀80年代，意大利G C Aprilesi等人完成了其原理樣機并驗證了功能可能性［2］。隨著多年的研究與發(fā)展，超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀的精度和可靠性都在不斷提高。目前針對超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀的研究，在超聲波換能器的驅(qū)動電路和信號接收電路實現(xiàn)上，都采取了脈沖變壓器升壓產(chǎn)生驅(qū)動信號［3－4］和A／D采樣接收信號［5］的方法。脈沖變壓器雖然在設(shè)計和實現(xiàn)上較為簡單，但是當(dāng)原副線圈匝數(shù)比較大、脈沖信號頻率較高時，脈沖變壓器工作時的噪音、熱損耗和電磁干擾會相應(yīng)增大，電磁干擾對超聲波接收電路中信號處理的影響尤為嚴重，從而可能影響到最終測量結(jié)果的準確性。另外，在接收信號由A／D芯片轉(zhuǎn)換成數(shù)字量的過程中，由于整體電路的電磁干擾，A／D轉(zhuǎn)換值往往有較大波動，導(dǎo)致接收時間點判斷上的較大超前或滯后，這種超前或滯后也會對測量結(jié)果的精確性造成較大影響。

本文針對脈沖變壓器和A／D采樣電路的不足，設(shè)計出包含換能器驅(qū)動電路、接收信號及處理電路兩部分的超聲波收發(fā)模塊。采用模擬開關(guān)電路產(chǎn)生驅(qū)動信號的方法，在降低噪音和熱損耗的同時大大降低了電磁干擾對整個電路的影響，驅(qū)動信號更為標(biāo)準并且無需在接收端搭建濾波電路。采用正弦信號轉(zhuǎn)脈沖電路使得接收時間點的確定更精確，波動更小。

1 工作原理及系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

1.1 工作原理

超聲波在空氣中傳播時，在順風(fēng)與逆風(fēng)方向均存在速度差。當(dāng)超聲波傳播距離固定時，該速度差就反映為傳播用時的時間差，且該時間差與待測風(fēng)速之間具有線性關(guān)系。根據(jù)測量、計算時差的方法不同，一般分為直接時差法、頻差法和相位差法。直接時差法也叫脈沖聲時法［6］，對超聲波的收發(fā)時間直接進行測量，從而通過時間差計算得出當(dāng)前的風(fēng)速風(fēng)向數(shù)據(jù)。

編者注：超聲波測風(fēng)速風(fēng)向原理圖及相應(yīng)公式略。

1.2 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

如圖1所示，超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)主要由MCU控制單元、信號隔離模塊和換能器收發(fā)模塊3個部分構(gòu)成。MCU控制單元主要完成模擬開關(guān)控制信號的輸出、計時以及核心數(shù)據(jù)處理；信號隔離模塊主要降低各模塊之間的干擾；換能器收發(fā)模塊主要完成超聲波信號的產(chǎn)生及接收、處理工作。超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀的工作流程如下：MCU每隔20ms發(fā)出8個200kHz脈沖信號，經(jīng)信號隔離模塊隔離后，輸入換能器收發(fā)模塊，驅(qū)動換能器發(fā)出超聲波信號；換能器收發(fā)模塊接收到超聲波信號并轉(zhuǎn)換為電信號，作為換能器收發(fā)模塊回波信號輸入并轉(zhuǎn)換為方波信號，經(jīng)信號隔離模塊隔離后，輸入MCU進行處理。

圖1 超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

2 收發(fā)電路設(shè)計

2.1 換能器驅(qū)動電路

由于超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀換能器對驅(qū)動信號電壓和頻率的要求，脈沖變壓器在實際應(yīng)用中將會出現(xiàn)電磁干擾強、噪音大、熱損耗大等缺點，對超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀控制電路產(chǎn)生影響。為避免脈沖變壓器驅(qū)動電路的上述缺點，設(shè)計一種采用模擬開關(guān)的超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀換能器驅(qū)動電路，如圖2所示。圖中，控制波形為8個脈沖，間隔20ms；驅(qū)動信號為8個脈沖。

圖2 超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀換能器驅(qū)動電路

圖2中，驅(qū)動電路采用MOSFET搭建模擬開關(guān)電路，其門極的門限電壓為3V。由于MCU（選用TⅠ公司的TMS320F2812）輸出的控制信號驅(qū)動能力不足，故電路中將隔離后的控制信號通過驅(qū)動電路增強驅(qū)動能力后，再對MOSFET的導(dǎo)通與關(guān)斷進行控制。電路中的Q1為高端MOSFET－P，控制高端100V（由5V經(jīng)DC—DC電源芯片升壓獲得）信號；Q2為低端 MOSFET－N，控制低端－100V（由5V經(jīng)DC—DC電源芯片升壓獲得）信號。電路中，兩個場效應(yīng)管門極均連接了3個器件，分別為1個電阻、1個電容和1個穩(wěn)壓管，這3個器件構(gòu)成了門極電平轉(zhuǎn)換電路，可將控制信號轉(zhuǎn)換為以MOSFET源極電平為參考的控制信號。兩個MOSFET源極均接有1個680μF大容量電容，該電容作為模擬開關(guān)的輸入電源濾波，起到穩(wěn)定±100V電源工作及平衡電源功率的作用。電路中換能器前端連接有1個電感和2個快恢復(fù)二極管，電感的作用是對換能器進行阻抗匹配，使負載阻抗工作在純電阻模式，提高能量轉(zhuǎn)換效率；二極管的作用是利用其單向?qū)щ娦詫ω撦d電流流向進行控制，以免發(fā)生能量回流，造成損耗的增大。

控制信號以及驅(qū)動信號的時序示意圖如圖2所示。由于超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀中的換能器需工作于±100V、頻率200kHz的方波驅(qū)動信號下，且單個換能器不能長時間連續(xù)工作以免發(fā)熱量過大發(fā)生熔壞，故電路中控制信號“Con1＿A”和“Con1＿B”設(shè)定為每20ms發(fā)出8個200 kHz、占空比50%（不含死區(qū)時間）的同相位脈沖信號。為避免兩個MOSFET同時導(dǎo)通造成±100V電源短路，再對兩控制信號設(shè)定10%占空比的死區(qū)時間。

2.2 信號接收及處理電路

如圖3所示，超聲波信號的接收及處理電路由限幅電路、放大電路以及正弦脈沖轉(zhuǎn)換電路構(gòu)成，經(jīng)該部分電路處理后的信號經(jīng)隔離后進入MCU進行處理。

圖3 超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀信號接收及處理電路

由于采用的超聲波換能器為發(fā)射和接收共用，故接收電路的輸入不僅包含換能器的回波信號，還包含±100V的驅(qū)動信號。由于接收信號中存在±100V的驅(qū)動信號，需對接收信號進行限幅處理，避免高壓信號對后級電路造成危害。限幅電路由1個10kΩ電阻和2個反向并聯(lián)的肖特基二極管（正向?qū)妷簽?.4V）串聯(lián)而成，可將±100V信號限制為±0.4V；而超聲波換能器回波信號峰峰值為100mV左右，限幅電路不會對其造成影響。

放大電路選用2個2N3904三極管，二者連接構(gòu)成沃爾曼電路，并采用共射極放大的方式進行連接，通過電阻R1形成電壓并聯(lián)深度負反饋，穩(wěn)定電路工作狀態(tài)。通過調(diào)節(jié)2個三極管的外圍電路參數(shù)，可使二者工作在合適的Q點，并將換能器回波信號放大為峰峰值接近5V的正弦波。此時由于放大電路為5V供電，±0.4V驅(qū)動信號不會放大至峰峰值5V以上，故不會對后級電路造成影響。

正弦脈沖轉(zhuǎn)換電路由1個兼容CMOS電平的與門、兩個外圍電阻以及1個外圍電容構(gòu)成。電阻R2和R3對＋5V電源進行分壓，使輸入的正弦波鉗位在＋5V和Vr（為R3電阻的分壓值）之間，經(jīng)CMOS邏輯與門處理后生成占空比50%的方波。處理后的方波信號，不僅含有接收信號也含有被限幅驅(qū)動信號，通過MCU軟件方法對其進行分離。

3 測試及應(yīng)用對比

圖4 超聲波換能器驅(qū)動信號及接收信號時序圖

對采用模擬開關(guān)的超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀收發(fā)電路進行測試，并與傳統(tǒng)的采用脈沖變壓器的收發(fā)電路進行對比，其驅(qū)動信號與接收信號的時序圖如圖4所示。其中，圖4（c）、圖4（e）分別為圖4（a）中驅(qū)動信號和接收信號的放大圖；圖4（d）、圖4（f）分別為圖4（b）中驅(qū)動信號和接收信號的放大圖。如圖4（a）所示，采用脈沖變壓器的超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀驅(qū)動信號存在較大的脈沖尖峰。這是由脈沖變壓器自身電感等因素造成的，如果脈沖尖峰較大超出換能器耐壓值，將可能會損壞換能器。同時，脈沖變壓器產(chǎn)生的電磁干擾造成在接收電路中形成與驅(qū)動信號同步的干擾信號，并且該干擾信號始終存在，可能影響MCU對接收信號的判斷。將采用脈沖變壓器驅(qū)動電路產(chǎn)生的驅(qū)動信號放大，得到圖4（c），由于脈沖變壓器線圈中的電磁能量不能迅速釋放，即使輸入信號在8個脈沖后截止，驅(qū)動信號的尾部還存在線圈緩慢釋放能量時產(chǎn)生的振蕩。該振蕩的影響直接在信號接收端反映出來，如圖4（e）所示，接收到的信號也是慢慢衰減。

相比之下，采用由MOSFET搭建的模擬開關(guān)構(gòu)成的驅(qū)動電路，其收發(fā)波形更為標(biāo)準穩(wěn)定，如圖4（b）、（d）和（f）所示。采用模擬開關(guān)方式的驅(qū)動電路產(chǎn)生的驅(qū)動信號無脈沖尖峰，完全由控制信號控制產(chǎn)生，不存在能量釋放問題，信號波形平整穩(wěn)定，相應(yīng)的接收信號波形中不存在圖4（a）中的電磁干擾現(xiàn)象，且無多余振蕩。

結(jié) 語

介紹了一種基于直接時差法的超聲波風(fēng)速風(fēng)向儀的設(shè)計方法。實踐證明，該設(shè)計方法可行，相較于傳統(tǒng)的利用脈沖變壓器和A／D采樣的方式，具有電磁干擾小、收發(fā)信號波形平穩(wěn)、振蕩小、雜波少的優(yōu)點。

編者注：本文為期刊縮略版，全文見本刊網(wǎng)站www.mesnet.com.cn。

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