謝明磊 廖 明

（廣東電網(wǎng)公司梅州供電局，廣東 梅州 514021）

隨著經(jīng)濟(jì)的發(fā)展，工業(yè)和生活用電中的非線性負(fù)荷向電網(wǎng)注入了大量高次諧波電流，嚴(yán)重影響了整個(gè)電力系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運(yùn)行。因此，如何快速有效地濾除電網(wǎng)諧波已經(jīng)引起了各國學(xué)者的普遍關(guān)注。

目前，常用的濾波方法有無源濾波和有源濾波兩類，其中有源濾波以其優(yōu)良的性能成為了電網(wǎng)諧波治理的主要研究方向。本文以并聯(lián)混合有源濾波器（Shunt Hybrid Active Power Filter, SHAPF）為研究對(duì)象，介紹了其拓?fù)浜蛷?fù)合控制策略的基礎(chǔ)上，針對(duì)負(fù)荷變化較大時(shí)濾波效果受到影響的情況，改進(jìn)了控制策略并用Matlab軟件搭建仿真模型進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

SHAPF是指有源濾波器與無源濾波器串聯(lián)之后并入電網(wǎng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示。

圖1 SHAPF拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖

它由無源濾波器、電壓型逆變器、輸出濾波器以及耦合變壓器等4個(gè)主要部分組成。其中，無源濾波器采用多個(gè)單調(diào)諧濾波器組成，主要起到濾除固定次諧波并隔離基波電壓的作用，文中由5次、7次單調(diào)諧濾波器和二階高通濾波器并聯(lián)構(gòu)成。有源濾波器采用電壓型逆變器，輸出幅值和相位可調(diào)的補(bǔ)償電流，用以濾除電網(wǎng)中諧波電流并抑制電網(wǎng)阻抗和無源濾波器的諧振。輸出濾波器用于濾除逆變器載波頻率附近的高頻分量，防止高頻諧波進(jìn)入電網(wǎng)。

2 控制策略

SHAPF常用的控制策略大致可分為開環(huán)控制[1]和閉環(huán)控制[2]，其中常用的開環(huán)控制策略是根據(jù)負(fù)載諧波電流 iLh進(jìn)行控制，此時(shí)系統(tǒng)為前饋控制，動(dòng)態(tài)特性好，無系統(tǒng)穩(wěn)定性問題，但容易發(fā)生欠補(bǔ)償或過補(bǔ)償，無法抑制濾波器阻抗與系統(tǒng)阻抗之間的諧振；而常用的閉環(huán)控制策略是根據(jù)電網(wǎng)諧波電流iSh進(jìn)行控制，此時(shí)系統(tǒng)為反饋控制，能夠自我調(diào)節(jié)補(bǔ)償效果并抑制串并聯(lián)諧振，但是系統(tǒng)存在穩(wěn)定性的問題。因此，為了改善前饋開環(huán)調(diào)節(jié)的準(zhǔn)確性和反饋閉環(huán)調(diào)節(jié)的系統(tǒng)穩(wěn)定性，可采用反饋控制+前饋控制的復(fù)合控制策略。即同時(shí)檢測(cè)電網(wǎng)諧波電流iSh和負(fù)載諧波電流 iLh，控制逆變器輸出電壓 uF= K1iLh+ K2iSh。此時(shí)系統(tǒng)的主要控制信號(hào)來自于 iLh，當(dāng)其變化時(shí)立即對(duì)有源濾波器進(jìn)行相應(yīng)調(diào)節(jié)，加速系統(tǒng)響應(yīng)速度；系統(tǒng)中的反饋控制主要是用來彌補(bǔ)前饋控制的不足，克服因模型不精確所帶來的影響，對(duì)被控量iSh進(jìn)行監(jiān)控調(diào)節(jié)。

采用輸入輸出法對(duì)圖1的系統(tǒng)拓?fù)溥M(jìn)行建模，可得到系統(tǒng)的單相電氣模型，如圖2所示。

圖2 SHAPF的網(wǎng)側(cè)單相電氣模型

圖中， uS為電網(wǎng)電壓， uF為逆變器輸出電壓，iL為負(fù)載電流，ZPPF、ZLO、ZCO分別為無源濾波器阻抗、輸出濾波器的感抗和電容支路的阻抗。假設(shè)電網(wǎng)電壓無畸變，則應(yīng)用疊加定理，可以得到電網(wǎng)電流中的諧波分量如式（1）所示。

采用復(fù)合控制時(shí)，將 uF= K1iLh+ K2iSh代入式（1）可得

由式（3）可得系統(tǒng)等效電路圖，如圖3所示。這種控制策略等效為控制有源濾波器來增大電網(wǎng)支路諧波阻抗，同時(shí)減小濾波器支路阻抗，從而使大部分諧波“流入”濾波器支路，有效地減少電網(wǎng)電流的諧波含量。

圖3 復(fù)合控制策略的系統(tǒng)等效電路圖

此時(shí)可同時(shí)調(diào)節(jié)K1、K2值來獲得更好的補(bǔ)償性能。在相同的濾波要求下，K2能取得更小值，有利于系統(tǒng)穩(wěn)定。

3 存在問題與改進(jìn)措施

SHAPF一般采用PWM調(diào)制產(chǎn)生uF，其過程如圖4所示。

圖4 uF控制信號(hào)的產(chǎn)生過程

負(fù)載電流 iL經(jīng)過變比為 n:1的電流互感器后進(jìn)入數(shù)字控制器進(jìn)行諧波計(jì)算，得到負(fù)載諧波電流后乘以歸一化因數(shù)μ，去和三角形載波進(jìn)行比較，產(chǎn)生控制逆變器的PWM調(diào)制波。令 iLh表示負(fù)載諧波電流，表示經(jīng)過電流傳感器和諧波計(jì)算器后的負(fù)載諧波電流，如果檢測(cè)精度足夠，則顯然有

當(dāng)非線性負(fù)載突然加重，使諧波電流增大較多時(shí)，SHAPF控制器檢測(cè)到的諧波信號(hào)乘以歸一化參數(shù)得到的調(diào)制信號(hào)會(huì)超過載波幅值，從而丟失了部分調(diào)制波信息，造成逆變器輸出的補(bǔ)償電流與電網(wǎng)諧波電流有較大誤差，影響濾波效果，此時(shí)通常改變歸一化參數(shù)來縮小調(diào)制波，但是可以發(fā)現(xiàn)濾波效果改善不大。這是因?yàn)楦鶕?jù) PWM調(diào)制原理，在載波幅值內(nèi)，逆變器輸出電壓與調(diào)制信號(hào)的關(guān)系如下

式中，m為載波幅值的倒數(shù)，通常取為1，PWM逆變器確定后，m是不變的；電流互感器確定后，變比n一般也是不變的。當(dāng)為了保證逆變器的諧波調(diào)制信號(hào)大部分在載波幅值之內(nèi)，將歸一化因數(shù)除以一個(gè)值時(shí)（假設(shè)為A），因?yàn)橹绷鱾?cè)電容電壓 udc控制不變，會(huì)導(dǎo)致有源濾波器輸出容量不足，僅輸出iLh/A的補(bǔ)償電流，無法完全補(bǔ)償諧波電流 iLh。因此如式（6）所示，還必須改進(jìn)控制策略，相應(yīng)增大udc，提高逆變器的輸出容量。

如何合理地改變歸一化因數(shù)，即確定 A值是改進(jìn)的控制策略的關(guān)鍵。假設(shè)負(fù)載改變前的調(diào)制波在載波幅值之內(nèi)，對(duì)于不含諧波分量的電流波形，測(cè)得負(fù)載改變后的基波幅值，按比例減小歸一化因數(shù)，就可使負(fù)載變化后的調(diào)制波縮小在載波幅值之內(nèi)。但是對(duì)常用的LC濾波三相不可控整流裝置來說，負(fù)載不同時(shí)，交流側(cè)的電流波形因諧波含量不同而呈不規(guī)則變化，因此無法根據(jù)上述規(guī)則確定歸一化因數(shù)的改變值。文獻(xiàn)[3]給出LC濾波三相橋式不可控整流電路網(wǎng)側(cè)諧波電流的表達(dá)式，如式（7）、（8）所示。

式中， X6=6ω L -1/6ωC ，三相不可控整流裝置確定后，L、C一般均不改變，即 X6不變；改變的通常是R，它的大小反應(yīng)負(fù)載輕重。

由式（8）可以看出，當(dāng)系統(tǒng)電壓保持不變時(shí)，系數(shù) an僅與X6有關(guān)； bn僅與R有關(guān)。當(dāng)負(fù)載R變化時(shí)，基波和各次諧波幅值的增量主要受 bn影響。又基波電流的 b1值與各次諧波電流的 bn值成一定比例，因此可用 b1值變化量來反映 bn的變化量，從而進(jìn)一步近似反映諧波幅值的變化量。即假設(shè)輕載時(shí)，逆變器的諧波調(diào)制信號(hào)大部分在載波幅值之內(nèi)，測(cè)得負(fù)載電流 i2的 b1*值；負(fù)載加重后，測(cè)得此時(shí)的 b1值，按 b1/b1*得比例減小歸一化因數(shù)，即可保證負(fù)載變化后的諧波調(diào)制信號(hào)也在載波幅值之內(nèi)，減小調(diào)制誤差。同時(shí) b1/b1*比例增大直流側(cè)電壓，就可保證逆變器有足夠容量輸出相應(yīng)的補(bǔ)償電流。

當(dāng)采用廣義dp-dq法檢測(cè)計(jì)算諧波時(shí)，通過低通濾波器后得到的直流量如式（9）所示。

檢測(cè)低通濾波器處理后的基波有功分量即可很容易得到負(fù)載變化前后的 b1值，如式（10）所示。

4 仿真實(shí)驗(yàn)

用Matlab軟件搭建380V低壓系統(tǒng)模型進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，SHAPF主電路和控制電路的仿真模型分別如圖5和圖6所示。

圖5 SHAPF仿真模型

諧波源采用 LC濾波的三相不可控整流電路，初始負(fù)載為2.5Ω，0.4s增加3Ω。直流側(cè)電容電壓初設(shè)為350V，負(fù)載減輕時(shí)，控制策略不會(huì)改變電容電壓，負(fù)載加重時(shí)則自動(dòng)調(diào)整歸一化因數(shù)和直流側(cè)電容電壓值，常規(guī)和改進(jìn)控制策略后的濾波效果對(duì)比如表1所示。

圖6 改進(jìn)的控制策略仿真模型

表1 濾波效果比較

從表1中可以看出，當(dāng)負(fù)荷加重時(shí)，采用常規(guī)控制策略，諧波畸變率增大，濾波效果受到影響，而對(duì)控制策略改進(jìn)后，仍能保持較好的濾波效果。

5 結(jié)論

文章在分析了 SHAPF的電路拓?fù)浜涂刂撇呗缘幕A(chǔ)上，針對(duì)負(fù)荷變化較大時(shí)，可能影響濾波效果的情況，提出了改進(jìn)的方法，并用Matlab軟件搭建仿真模型進(jìn)行了驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明本文提出的改進(jìn)方法是正確可行的。

[1]BLAJSZCZAK, G Direct method for voltage distortion compensation in power networks by series converter filter. IEE Proc. E.PA., 1995, 142(5):308-312.

[2]朱海平.無變壓器混合有源電力濾波器及其控制策略研究[J].通信電源技術(shù),2009,26(6):14-17.

[3]裴云慶,姜桂賓,王兆安.LC濾波的三相橋式整流電路網(wǎng)側(cè)諧波分析[J].電力電子技術(shù),2003,37(3):34-36.