宋平崗,沈友朋

(華東交通大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院,江西 南昌 330013)

在光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中一般會采用帶變壓器型的光伏并網(wǎng)逆變器。由于工頻變壓器的體積大、重量重且價格貴,而帶高頻變壓器型光伏并網(wǎng)逆變器的功率變換電路控制復(fù)雜,系統(tǒng)效率低。為了解決這些問題,國外一些學(xué)者提出了無變壓器型的光伏并網(wǎng)逆變器。這種無變壓器型的拓?fù)洳坏?jié)約成本,而且能提高系統(tǒng)的效率。本文對單相無變壓器型全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了分析,并分析和研究了全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的共模電流。在此基礎(chǔ)上提出了一種新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),并進(jìn)行了分析和仿真研究。圖1為無變壓器型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖。由圖1可知,在無變壓器的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中,由于沒有變壓器的隔離作用,電網(wǎng)與光伏陣列存在直接的電氣連接,而光伏陣列和地之間存在虛擬的寄生電容,因而就形成了由寄生電容、濾波元件和電網(wǎng)阻抗組成的共模諧振回路。寄生電容上變化的共模電壓在這個共模諧振回路中就會產(chǎn)生相應(yīng)的共模電流。

圖1 無變壓器型光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Transformerless PV system block diagram

1 無變壓器型單相光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的共模分析

1.1 單相全橋逆變器的共模分析

圖2為無變壓器型單相全橋逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。

圖2 單相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Single-phase full-bridge topology

文獻(xiàn)[1]對共模電流的產(chǎn)生原因進(jìn)行了分析。具體過程如下:定義Vpv為等效光伏陣列的直流電壓,Vao,Vbo分別為全橋逆變器交流輸出點(diǎn)a,b對直流母線o點(diǎn)的電壓,VL為濾波電感上的壓降,Vcm為寄生電容Cp上產(chǎn)生的共模電壓,icm為共模電流,Vg為電網(wǎng)電壓。以電網(wǎng)電流的正半周為例,在開關(guān)管S2,L1,Vg和Cp構(gòu)成的回路以及由開關(guān)管S4,L2和Cp構(gòu)成的回路中,根據(jù)基爾霍夫電壓定律,可列出共模諧振回路的電壓方程:

由于共模電流很小,因此可忽略它在濾波電感上產(chǎn)生的壓降,即 VL1≈VL2,又因 Vg為工頻電網(wǎng)電壓,所以Vg在寄生電容上產(chǎn)生的共模電流一般也可忽略,而Vao,Vbo為PWM控制的高頻脈沖電壓,共模電流主要由此激勵產(chǎn)生。所以由式(1)、式(2)相加可得寄生電容上的共模電壓Vcm為

而流過寄生電容的共模電流icm為

由式(3)、式(4)可知,要想抑制共模電流,就必須使得Vcm的變化率保持恒定,使Vcm為一定值,也即使得a,b點(diǎn)對o點(diǎn)的電壓之和滿足:

1.2 單相全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的分析

拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)框圖如圖2所示。大部分的普通單相全橋逆變器一般都會采用單極性PWM調(diào)制法進(jìn)行控制[2]。這樣不僅能提高輸出電流的質(zhì)量,而且輸出電壓是三電平,使輸出濾波器的值更小。開關(guān)管控制順序如下。

在電網(wǎng)電流正半周內(nèi),當(dāng)S1,S4導(dǎo)通,而S2,S3關(guān)斷時,共模電壓Vcm為:Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(Vpv+0)=0.5Vpv,當(dāng)S1,S3關(guān)斷,而 S2,S4導(dǎo)通時,Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+0)=0;在負(fù)半周內(nèi),當(dāng)S2,S3導(dǎo)通,而S1,S4關(guān)斷時,Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+Vpv)=0.5Vpv,當(dāng)S1,S3關(guān)斷,而 S2,S4導(dǎo)通時,Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+0)=0。

由以上分析可知,在開關(guān)過程中,共模電壓Vcm的幅值是變化的。因此,其共模電流很大,遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過標(biāo)準(zhǔn)要求。圖3為其仿真波形,從上到下依次為逆變器輸出電壓Vab、共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖3可知,在開關(guān)過程中共模電壓Vcm的幅值是在0與 Vpv/2之間變化的(Vpv=400 V,fsw=5 kHz),導(dǎo)致共模電流的值達(dá)到了數(shù)安培,遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過標(biāo)準(zhǔn)要求。所以該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不適合無變壓器型PV系統(tǒng)。

圖3 單極性調(diào)制的全橋拓?fù)浞抡娌ㄐ蜦ig.3 Unipolar modulation full-bridge topology simulation

1.3 帶交流旁路的全橋式拓?fù)鋄3]

帶交流旁路的全橋式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 帶交流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.4 Full-bridge topology map with AC bypass

由圖4可知,在全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上,交流輸出端接兩個反串聯(lián)的開關(guān)管S5和 S6,作為當(dāng)S1～S4開關(guān)管關(guān)斷時的續(xù)流開關(guān)管,使得續(xù)流回路與直流側(cè)斷開,從而使該拓?fù)洳粌H抑制了共模電流而且交流側(cè)的輸出電壓和單極性調(diào)制相同,提高了系統(tǒng)的效率。開關(guān)管控制順序如下。

在電網(wǎng)電流正半周內(nèi),S2,S3,S5始終關(guān)斷,而S6始終導(dǎo)通。當(dāng)S1,S4開通時,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(Vpv+0)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=Vpv;當(dāng) S1,S4關(guān)斷時,電流經(jīng) S6,S5的反并聯(lián)二極管、濾波器和電網(wǎng)的回路續(xù)流。Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0.5Vpv+0.5Vpv)=0.5Vpv,Vab=0。

在負(fù)半周內(nèi),S1,S4,S6始終關(guān)斷,而S5始終導(dǎo)通。當(dāng)S2,S3開通時,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+Vpv)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=-Vpv;當(dāng)S2,S3關(guān)斷時,電流經(jīng)S5,S6的反并聯(lián)二極管、濾波器和電網(wǎng)的回路續(xù)流。共模電壓Vcm為:Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0.5Vpv+0.5Vpv)=0.5Vpv,Vab=0。

根據(jù)以上開關(guān)管的控制順序,采用SPWM控制法,該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的仿真結(jié)果如圖5所示。由圖5可知,共模電壓的幅值基本保持不變,所以共模電流就很小,最大不超過20 mA,符合標(biāo)準(zhǔn)要求。而輸出電壓是三電平,使得輸出電流紋波比較小,所以輸出濾波電感上的損耗就小,這就提高了系統(tǒng)的效率,但輸出端接兩個開關(guān)管,使得開關(guān)損耗較大,從而限制了系統(tǒng)的效率。

圖5 SPWM仿真結(jié)果Fig.5 SPWM simulation results

2 改進(jìn)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的共模分析

2.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)產(chǎn)生共模電流的理論分析

本文在帶交流旁路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上,提出一種改進(jìn)型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)見圖6。

圖6 新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.6 T he new topology diagram

從圖6中可看出,該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是在帶交流旁路全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上,在交流輸出端減少1個開關(guān)管,但增加了4個反并聯(lián)的二極管D1～D4,這樣就可以保證當(dāng)S5開通時,交流端與直流端就會斷開,保證系統(tǒng)的安全,而且能使共模電壓的幅值基本維持在Vpv/2,輸出電壓Vab=0,從而也就抑制了共模電流。開關(guān)管控制順序如下。

在電網(wǎng)電流的正半周內(nèi),S2,S3始終關(guān)斷。當(dāng)S1,S4導(dǎo)通,S5關(guān)斷時,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(Vpv+0)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=Vpv;當(dāng)S1,S4關(guān)斷,S5導(dǎo)通時,電流經(jīng)二極管D1～D4、開關(guān)管S5、濾波器和電網(wǎng)回路續(xù)流,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0.5Vpv+0.5Vpv)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=0。

在負(fù)半周內(nèi),S1,S4始終關(guān)斷。當(dāng)S2,S3導(dǎo)通,S5關(guān)斷時,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0+Vpv)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=-Vpv;當(dāng)S2,S3關(guān)斷,S5開通時,電流經(jīng)二極管D1～D4、開關(guān)管S5、濾波器和電網(wǎng)回路續(xù)流,共模電壓Vcm=0.5(Vao+Vbo)=0.5(0.5Vpv+0.5Vpv)=0.5Vpv,交流輸出電壓Vab=0。

2.2 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的仿真研究

本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的仿真是在Matlab Simulink的環(huán)境下完成的。仿真參數(shù)設(shè)置如下:為了方便系統(tǒng)仿真,將PV陣列用直流電壓源代替并且Vdc=400 V;直流輸入電容C=5 mF;濾波電感Lf=3 mH;電網(wǎng)額定電壓Vg=220 V,頻率fg=50 Hz;開關(guān)管 fsw=5 kHz;虛擬寄生電容Cp=100 nF。圖7為仿真結(jié)果。從上到下依次為逆變器輸出電壓Vab、共模電壓Vcm和共模電流icm的波形。由圖7可知,共模電壓的幅值基本保持不變,共模電流很小,最大不超過20 mA,符合標(biāo)準(zhǔn)要求?？梢?本文提出的新拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可有效地抑制共模電流。

圖7 仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results

3 不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的比較

采用單極性調(diào)制的全橋拓?fù)洚a(chǎn)生的共模電壓為幅值在0與Vpv/2之間變化且頻率為開關(guān)頻率的高頻脈沖電壓。因此該共模電壓所產(chǎn)生的共模電流不符合標(biāo)準(zhǔn)要求,但其輸出電壓Vab是在0與Vpv之間變化的,所以產(chǎn)生的電流紋波較小,從而減小了輸出濾波電感的損耗[4- 6]。

帶交流旁路的全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),由于增加了一個新的續(xù)流回路,該拓?fù)涞慕涣鱾?cè)輸出電壓和全橋單極性調(diào)制拓?fù)涞妮敵鲭妷合嗤?從而有效地降低了輸出電流的紋波,減小濾波電感上的損耗,提高了系統(tǒng)的效率,但輸出交流端有兩個開關(guān)管,開關(guān)管損耗較大。

本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),由于交流端只有一個開關(guān)管,這就減少了開關(guān)管上的損耗,提高了系統(tǒng)的效率。從仿真結(jié)果來看,采用單極性調(diào)制法控制也能夠使共模電壓的幅值為一定值,使得共模電流的值符合標(biāo)準(zhǔn)要求[7]。

表1為不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的比較情況。由表1的比較可知,全橋單極性拓?fù)湟蚱涔材ｋ娏鬟h(yuǎn)遠(yuǎn)超過標(biāo)準(zhǔn)要求,所以該拓?fù)洳贿m合無變壓器型PV逆變系統(tǒng)。而帶交流旁路的全橋拓?fù)浜捅疚奶岢龅母倪M(jìn)型拓?fù)?共模電流小,系統(tǒng)效率高,因此可用于無變壓器型PV逆變系統(tǒng)。

表1 不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的比較Tab.1 Structure comparison of different topology

4 結(jié)論

本文分析了單相無變壓器型光伏系統(tǒng)中共模電流產(chǎn)生的機(jī)理。并分析了單相全橋拓?fù)涔材ｋ娏鞯那闆r,總結(jié)出了共模電流的一般規(guī)律。在此基礎(chǔ)上提出了一種改進(jìn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),并通過理論分析和仿真研究驗(yàn)證該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可有效地抑制共模電流。通過對不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的比較,可知,本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與帶交流旁路全橋拓?fù)湎啾?在輸出端只有一個開關(guān)管,減少了開關(guān)管損耗,提高了系統(tǒng)效率,因此具有一定的實(shí)用價值。

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