胡學芝

（黃石理工學院，湖北黃石435003）

1 引言

移相全橋ZVS變換器是一種具有優(yōu)良性能的移相全橋變換器，其兩個橋臂的開關(guān)管均在零電壓軟開關(guān)條件下運行，開關(guān)損耗小，結(jié)構(gòu)簡單［1］，因此在中大功率DC/DC變換場合得到了廣泛研究和應用。針對基本移相全橋DC／DC變換器次級整流二級管的關(guān)斷電壓尖峰和振蕩等問題，本文提出了一種原邊帶鉗位二極管的新型移相全橋ZVS DC/DC變換器，簡述了主電路的組成、原理及工作波形。與傳統(tǒng)的模擬控制相比，數(shù)字系統(tǒng)具有更高的穩(wěn)定性，也是實現(xiàn)網(wǎng)絡化和智能化必備的條件，越來越多的電力電子裝置采用了全數(shù)字控制，本文采用TMS320LF2407A作為控制芯片，設計了變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)，實現(xiàn)了系統(tǒng)的電壓、電流雙閉控制方案，最后進行了實驗，給出了實驗波形。

2 變換器主電路組成及工作原理

帶箝位二極管的ZVS DC／DC變換器的主電路如圖1所示，D1-D4分別是與VT1-VT4一起的封裝二極管，C1-C4分別是VT1-VT4的外接電容（包括寄生電容）。Lr是諧振電感（包括變壓器漏感），Cb是隔直電容。每個橋臂兩個開關(guān)管互補導通，兩個橋臂導通角相差一個相位，即移相角，通過調(diào)節(jié)移相角可以調(diào)節(jié)輸出電壓，VT1和VT3組成超前橋臂，VT2和VT4組成滯后橋臂。副邊采用全橋整流方式，CDR1-CDR4分別為二極管DR1-DR4的等效并聯(lián)電容。另外在變壓器原邊的電路中附加了兩個起鉗位作用的二極管D5和D6，用來抑制副邊整流橋的寄生振蕩，減小二極管上的尖峰電壓。設Uin為理想的直流，其中隔直電容Cb是用來抑制由于VT1、VT4導通時間不可能與VT2、VT3的導通時間完全相同而在變壓器原邊產(chǎn)生的直流分量，以防止變壓器鐵心直流磁化直至飽和而導致變換器的非正常工作，設圖1中所有二極管、開關(guān)管等器均為理想器件，且Lr＞＞Lr/n2（n為變壓器原副邊匝比），圖2示出帶鉗位二極管的移相全橋ZVS DC／DC變換器電路主要波形圖，該變換器在一個開關(guān)周期共內(nèi)共有18種開關(guān)模態(tài)，后9種與前9種類似。由圖可見，在超前橋臂實現(xiàn)軟開關(guān)的時段，必須要有足夠的能量抽走開關(guān)管VT3上并聯(lián)電容C3上的全部電荷以及副邊整流二極管DR2的等效并聯(lián)電容上的部分電荷，還要給開關(guān)管VT1上并聯(lián)電容C1充電。這段時間是由諧振電感與輸出濾波電感來提供該能量。在滯后橋臂實現(xiàn)軟開關(guān)的時段，要有足夠的能量抽走開關(guān)管VT2上并聯(lián)電容C2上的全部電荷，還要給開關(guān)管VT4上并聯(lián)電容充電。由于此時副邊整流二極管全部導通，變壓器副邊被短路，這段時間是由諧振電感提供能量。原邊加鉗位二極管的緩沖電路的工作原理是：在［t5，t6］時刻，DR1、DR4反向恢復時整流橋上產(chǎn)生的振蕩感應到原方使 C 點電壓低于零，D6導通；［t12，t13］時刻，DR2、DR3反向恢復時整流橋上產(chǎn)生的振蕩感應到原方使C點電壓高于Uin，D5導通。D5、D6導通時均將變壓器原邊電壓鉗位在Uin，因而將變壓器副邊電壓鉗位在Uin／n，從而消除了整流橋的尖峰電壓和二極管反向動脈 恢復造成的損耗，抑制甚至可以消除輸出整流橋的寄生振蕩。

圖1 新型ZVS DC／DC變換器主電路拓撲

在一個開關(guān)周期Ton內(nèi)，每個開關(guān)導通時間都略小于Ton／2，而關(guān)斷時間略大于Ton／2，VT1的波形比VT4的波形超前0至Ton／2時間，VT2的波形比VT3的波形超前0至Ton／2時間，因此VT1和VT2為超前橋臂，VT3和VT4為滯后橋臂。

圖2 變換器主要工作波形

3 DC／DC變換器控制策略及實現(xiàn)

控制電路主要由控制信號的產(chǎn)生部分、功率驅(qū)動部分、隔離輸出部分組成，本變換器控制系統(tǒng)采用雙環(huán)控制模式，變換器控制電路的主要作用是控制超前橋臂和滯后橋臂間的移相角，從而控制輸出電壓值；其次就是提供一些基本的保護電路，如：短路保護，過壓保護、限流等電路，確保變換器的安全工作。本系統(tǒng)采用了系統(tǒng)電壓、電流雙環(huán)控制模式，同時采樣輸出電壓和輸出電流作為反饋值進行控制，內(nèi)環(huán)控制輸出濾波電感電流，外環(huán)控制輸出電壓，控制模式的基本原理可參考文獻［1］；雙環(huán)控制的優(yōu)點一是對輸入電壓變化的響應快，提高了系統(tǒng)響應速度；二是可以很方便的設計過流保護電路，如圖3所示為雙環(huán)控制模式系統(tǒng)方框圖，圖中：Ku為輸出電壓采樣系數(shù)，Ki為電感電流采樣系數(shù)；Kmd為脈寬調(diào)制器的傳遞函數(shù)，Kmd＝1 ／Um（Um為三角波峰值），Gv（s）、Gi（s）分別為電壓環(huán)PI調(diào)節(jié)器和電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)，Gid（s）為主電路的占空比對電感電流的開環(huán)傳遞函數(shù)［2］［3］：

式中：Uin為輸入直流電壓，n為變壓器副原方匝比，L為輸出濾波電感，C為輸出濾波電容，R為負載電阻，Z（s）為負載與輸出電容支路的并聯(lián)阻抗，Z（s）＝R ／（sCR＋1）

圖3 雙環(huán)控制系統(tǒng)方框圖

圖5 EXB841驅(qū)動電路

3.1 系統(tǒng)硬件設計

主控芯片采用TMS320LF2407，該芯片的指令周期為25ns，PWM分辨率高，能實時完成復雜計算控制，它的兩個事件管理器模塊EVA和EVB，能夠?qū)崿F(xiàn)16通道的A／D轉(zhuǎn)換、對稱和不對稱PWM波形以及死區(qū)編程等，如圖4所示為系統(tǒng)硬件組成構(gòu)圖。圖中外環(huán)是電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)是電流環(huán)，內(nèi)環(huán)和外環(huán)均采用PI調(diào)節(jié)器，DSP控制電路部分輸出PWM信號，作為驅(qū)動電路的輸入，驅(qū)動電路采用EXB841驅(qū)動芯片，EXB841產(chǎn)生的驅(qū)動信號電平為＋15V和-5V，＋15V的高電平使開關(guān)快速導通，而-5V的門極驅(qū)動信號使得功率器件能承受更高的電壓，并且防止誤導通。驅(qū)動電阻RG3Ω-12Ω，能驅(qū)動高達400A的600V IGBT和高達300A 1200V IGBT，EXB841內(nèi)部帶有過流保護功能，它是通過檢測IGBT集射極的電壓來完成的。驅(qū)動電路如圖5所示，實驗中，驅(qū)動電阻RG選為10Ω。

3.2 基于DSP的直接移相脈沖生成方法

移相是滯后臂驅(qū)動相對于超前臂驅(qū)動之間的一個周期性延時，其延時角即為移相角。設PWM1／PWM2驅(qū)動超前臂開關(guān)管，PWM3／PWM4驅(qū)動滯后臂開關(guān)管，每個橋臂上下兩管之間的驅(qū)動互補且?guī)绤^(qū)。在實現(xiàn)中可以固定超前臂的驅(qū)動在每一周期的T0時刻發(fā)出，那么只要延遲移相角Φ對應的時間，則可以得到滯后臂的驅(qū)動，可以實現(xiàn)0°-180°范圍內(nèi)的自由移相。由圖6可見，定時器T1的計數(shù)方式為連續(xù)增減模式，在計數(shù)器T1CNT＝0和T1CNT＝T1PR時分別更新 CMPR1和 CMPR2的值，這一過程可以分別在T1的下溢中斷和周期中斷中完成。設移相角Φ對應的延遲時間為Td，顯然在0-T／2區(qū)間內(nèi)CMPR1與CMPR2的關(guān)系以及T／2-T時間段內(nèi) CMPR1、CMPR2的值與 0-T／2時間段內(nèi)CMPR1、CMPR2的值的關(guān)系可分別表示如下［4］：

圖4 變換器硬件組成框圖

這種脈沖生成方法只需用到DSP的PWM1-PWM4的4個口，而且可以利用死區(qū)設置寄存器可編程地直接設置死區(qū)，因此非常靈活方便，簡單可靠。

圖6 基于DSP的直接移相脈沖生成方法

3.3 系統(tǒng)軟件設計

系統(tǒng)軟件主要有主程序和中斷服務程序兩大部分，主程序主要是完成系統(tǒng)初始化，開關(guān)機檢測，開關(guān)機初始化，然后進入主程序循環(huán)等待中斷［5］。中斷服務程序包括周期中斷程序，下溢中斷程序等。在周期中斷程序中完成讀取電壓采樣值，數(shù)字濾波，實施控制算法，啟動電流A／D轉(zhuǎn)換，調(diào)節(jié)器運算程序等工作。如果系統(tǒng)出現(xiàn)故障，則外部硬件產(chǎn)生信號去封鎖脈沖放大和整形電路，同時產(chǎn)生信號送DSP，產(chǎn)生中斷封鎖脈沖輸出。如圖7所示為系統(tǒng)主程序流程圖。

圖7 系統(tǒng)主程序流程圖

4 實驗結(jié)果

根據(jù)上述的理論分析，搭建了實驗系統(tǒng)，電路參數(shù)為：輸入電壓 Uin＝550V，輸出電壓 Uo＝20V；輸出電流Io為25A，主要元件參數(shù)：主功率器件選用CM200DY-24H模塊，其內(nèi)部集成了兩個IGBT和二極管，變壓器原副邊匝比22：17，超前橋臂并聯(lián)電容為1nF；滯后橋臂并聯(lián)電容為4.7 nF；輸出濾波電感為2mH，輸出濾波電容為6580 uF，開關(guān)頻率為40kHz。在20A負載下進行實驗，圖8所示是超前橋臂軟開關(guān)的波形。圖中的通道1代表了超前橋臂IGBT管的驅(qū)動信號波形，通道2代表超前橋臂IGBT管的管壓降波形。從圖中可以看出來，超前橋臂開關(guān)管在驅(qū)動波形上升沿來到之前，管壓降已經(jīng)降到零，也就是剛實現(xiàn)了零電壓開通。圖9是滯后橋臂軟開關(guān)的波形。圖中的通道1代表了滯后橋臂IGBT管的驅(qū)動信號波形，通道2代表滯后橋臂IGBT管的管壓降波形。由于超前橋臂開關(guān)管的零電壓開關(guān)的實現(xiàn)是通過變壓器原邊漏感和濾波電感共同作用起作用的，因此在輕載情況下即可實現(xiàn)軟開關(guān)。圖10是原邊加鉗位二極管時副邊整流二極管后電壓波形，可以看出加了鉗位二極管后副邊整流后電壓尖峰小，振蕩幅值小，振蕩時間也短。

圖8 超前橋臂軟開關(guān)波形

圖9 30A負載時滯后橋臂軟開關(guān)波形

圖10 副邊整流二級管后電壓波形

5 結(jié)論

數(shù)字控制方式具有控制靈活、不存在溫漂問題、控制功能強等優(yōu)點，本文選用TMS320LF2407DSP作為主控芯片，實現(xiàn)了原邊帶箝位二極管的移相全橋全數(shù)字ZVS DC／DC變換器的雙閉環(huán)數(shù)字控制，給出了其數(shù)字實現(xiàn)方案，并進行了實驗，實驗結(jié)果證明了方案的可行性。加入箝位二極管后滯后橋臂的零電壓范圍寬?；贒SP的移相全橋全數(shù)字ZVS DC／DC變換器結(jié)構(gòu)簡單，工作可靠，調(diào)試方便，功能完善，易于實現(xiàn)動靜態(tài)性能與模擬變換器一樣好，有很好的應用前景。

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