高云華

(江蘇經(jīng)貿(mào)職業(yè)技術(shù)學(xué)院 工程技術(shù)系，江蘇 南京 210007)

發(fā)動機(jī)控制芯片在汽車中得到了廣泛的應(yīng)用，是汽車電子的核心部分之一。發(fā)動機(jī)控制芯片結(jié)合了大量的傳感器接口電路、ADC、控制器等模擬與數(shù)字電路模塊。對于模擬電路，過低和過高的溫度，都可能會導(dǎo)致芯片失效。極限溫度導(dǎo)致電路失效的原因通常有：電路的偏置電流隨溫度變化過大，使得電路偏離了正常工作狀態(tài)；電路輸出節(jié)點(diǎn)的共模電壓隨溫度的變化產(chǎn)生了漂移，導(dǎo)致下一級電路無法正常偏置等問題。

在模擬電路設(shè)計(jì)中，帶隙基準(zhǔn)電壓/電流源負(fù)責(zé)給偏置電路提供穩(wěn)定、不隨溫度變化的偏置參考電流和電壓，用來給電路提供穩(wěn)定的偏置電流和共模電壓。發(fā)動機(jī)控制芯片通常安裝在發(fā)動機(jī)周圍，發(fā)動機(jī)艙在長途行車過程中的極限溫度可能會高達(dá)125℃。而在寒冷地區(qū)，冷車狀態(tài)下發(fā)動機(jī)艙溫度可能低至-40℃。在如此大的溫度跨度下，要保證發(fā)動機(jī)控制芯片可以正常運(yùn)作，參考電流源與參考電壓源的誤差必須控制在很小的范圍之內(nèi)，這對帶隙基準(zhǔn)模塊的設(shè)計(jì)提出了更高的要求。該基準(zhǔn)電路必須在-40℃～125℃的范圍內(nèi)提供恒定的輸出電壓/電流信號。因此，應(yīng)該具有更低的溫度系數(shù)和更寬的工作溫度范圍。此外，由于發(fā)動機(jī)的工況經(jīng)常因行駛情況而改變，同時(shí)由于發(fā)動機(jī)艙內(nèi)各種電氣開關(guān)帶來的電壓波動，給發(fā)動機(jī)控制芯片供電的電源電壓通常會經(jīng)歷嚴(yán)重的紋波干擾。這要求芯片中的帶隙基準(zhǔn)源應(yīng)具備較強(qiáng)的電源抑制比。本文正是從以上兩點(diǎn)出發(fā)，提出了一種針對汽車控制芯片的帶隙基準(zhǔn)電壓源電路，用于降低由極限溫度引發(fā)的芯片失效風(fēng)險(xiǎn)。

1 帶隙基準(zhǔn)電壓源電路設(shè)計(jì)與分析

帶隙基準(zhǔn)的核心原理是產(chǎn)生一個(gè)具有一階正溫度系數(shù)的電壓/電流量，與一個(gè)具有一階負(fù)溫度系數(shù)的電壓/電流量以一定的系數(shù)相加，以達(dá)到抵消溫度系數(shù)的效果。一個(gè)雙極晶體管的基極與發(fā)射極電壓Vbe就可以看成是一個(gè)常用的負(fù)溫度系數(shù)源。將一個(gè)三極管連接成二極管形式，對Vbe求偏導(dǎo)，可以得到以下結(jié)論：

目前，模擬集成電路的主流工藝已經(jīng)朝著0.18 μm及＜0.18 μm發(fā)展，電源電壓也由 5 V、3 V等高電源電壓向1.8 V、1.2 V甚至低于1 V的方向發(fā)展。這就要求基準(zhǔn)源產(chǎn)生的輸出參考電壓也低于1 V，傳統(tǒng)的帶隙基準(zhǔn)電路很難在深亞微米工藝下得到應(yīng)用。在這樣的背景下，電流型帶隙基準(zhǔn)電壓源電路應(yīng)運(yùn)而生[2-3]。

圖1 一個(gè)經(jīng)典的帶隙基準(zhǔn)電路

圖2 電流型帶隙基準(zhǔn)電壓源

然而，以上分析的前提是Vbe與ΔVbe/lnm的溫度系數(shù)在整個(gè)溫度范圍內(nèi)都是恒定的。而在實(shí)際情況下，Vbe與ΔVbe/lnm的溫度系數(shù)本身都是溫度的函數(shù)。圖3、圖4分別為 SMIC18 MIXIC工藝下，-50℃～125℃范圍內(nèi)的Vbe與ΔVbe/lnm的溫度系數(shù)與溫度的關(guān)系曲線?？梢钥闯觯瑥?50℃變化到 125℃的過程中，ΔVbe/lnm的溫度系數(shù)變化較小，可以忽略；而Vbe的溫度系數(shù)變化較大，對溫度呈高階函數(shù)關(guān)系。圖5所示為以0℃為參考點(diǎn)的一階溫度補(bǔ)償下輸出電壓隨溫度的變化曲線。從圖中可以看出，由于高階溫度系數(shù)的存在，輸出電壓在-50℃～125℃范圍內(nèi)存在0.6 mV的誤差電壓。為了達(dá)到更高的溫度平穩(wěn)性，通常需要對輸出電壓進(jìn)行二階溫度補(bǔ)償。常用的二階補(bǔ)償方法主要有指數(shù)曲率補(bǔ)償法[4]、分段線性補(bǔ)償法[5]等。然而這些方法大多需要額外的硬件開銷，增加的電路復(fù)雜度往往會導(dǎo)致電路可靠性的下降。

圖3 Vbe的溫度系數(shù)與溫度的關(guān)系曲線圖

圖4 (ΔVbe)/lnm的溫度系數(shù)與溫度的關(guān)系曲線圖

圖5 簡單一階溫度補(bǔ)償后的輸出電壓隨溫度變化曲線

本文提出一種基于不同溫度系數(shù)電阻的二階溫度補(bǔ)償方法，其電路原理圖如圖6所示。在圖2所示的一階電路的基礎(chǔ)上增加 3個(gè)多晶硅電阻(R6～R8)，該電阻與一階電路中的擴(kuò)散電阻具有不同的溫度系數(shù)。仿真結(jié)果表明，使用該方法可以實(shí)現(xiàn)175℃溫度范圍內(nèi)0.25 mV的輸出電壓誤差。

由三極管 Q1～Q2，電阻 R1～R8、晶體管 M1～M3、誤差放大器A1組成一階帶隙基準(zhǔn)電壓源核心電路。Q3、M6～M8用來產(chǎn)生與溫度呈正比例關(guān)系變化的電流IPTAT，提供給發(fā)動機(jī)控制芯片中的溫度傳感器模塊。R1、R3和R4為擴(kuò)散電阻，具有正溫度系數(shù)。R6～R8為多晶硅電阻，具有負(fù)溫度系數(shù)，在電路中起到高階溫度補(bǔ)償?shù)淖饔?。M5、M10、R5、Q3組成啟動電路，在芯片上電時(shí)，M5導(dǎo)通，當(dāng)電路進(jìn)入正常工作狀態(tài)后，M5自動被切斷。

圖6 本文所提出的帶隙基準(zhǔn)電壓源電路原理圖

該電路高階溫度補(bǔ)償?shù)脑硎牵喝缜八?，ΔVbe/lnm=VT的溫度系數(shù)相對恒定，可以近似認(rèn)為是溫度的線性函數(shù)。而Vbe的溫度系數(shù)隨溫度變化明顯，說明Vbe至少是溫度的二階或更高階函數(shù)，可以由式(4)所示的高階函數(shù)進(jìn)行擬合：

從式(3)的一階補(bǔ)償下輸出參考電壓表達(dá)式可以看出，第一項(xiàng)是溫度的一階函數(shù)，第二項(xiàng)是溫度的二階以上函數(shù)。因此一階補(bǔ)償方法只能實(shí)現(xiàn)溫度的一次項(xiàng)抵消。在本設(shè)計(jì)中，引入了具有正溫度系數(shù)的多晶電阻R6、R7、R8，其中 R7=R8，R6/R7=R4/R3。 其輸出參考電壓如下：

式(5)中的前兩項(xiàng)與式(3)相同，第三項(xiàng)為高階補(bǔ)償項(xiàng)。由于R6與R2具有不同溫度系數(shù)，故R6/R2至少是溫度的一階函數(shù)，由于VT本身是溫度的一階函數(shù)，故第三項(xiàng)至少是溫度的二階函數(shù)。通過合理地選擇R6值，可以較大程度上抵消Vbe的高階溫度系數(shù)。

經(jīng)過本文方法補(bǔ)償后的輸出電壓隨溫度變化曲線如圖7所示。從圖中可以看出，從-50℃變化到 125℃的過程中，輸出電壓最大只變化了0.25 mV，達(dá)到了顯著的補(bǔ)償效果。此外，由于采用了電流型帶隙基準(zhǔn)源結(jié)構(gòu)，R1、R3與雙極性器件所在支路并聯(lián)，降低了所在支路的等效電阻，從而減弱了電源電壓波動對該節(jié)點(diǎn)電壓的影響，提高了電源抑制比。圖8所示為誤差放大器A1的原理圖，該誤差放大器使用折疊共源放大結(jié)構(gòu)。輸入跨導(dǎo)級為雙極型NPN管，可以降低放大器失調(diào)與噪聲帶來的影響。此外，還需要注意的是，在有誤差放大器的基準(zhǔn)電路中，正反饋環(huán)路與負(fù)反饋環(huán)路是同時(shí)存在的，如圖 6所示，M2、R2、Q2所在支路是負(fù)反饋，而 M1、Q1所在支路則是正反饋。為了保證電路穩(wěn)定性，需要使該系統(tǒng)總體上表現(xiàn)為負(fù)反饋，因此負(fù)反饋系數(shù)應(yīng)該大于正反饋系數(shù)。在本設(shè)計(jì)中，R2與Q2的導(dǎo)通電阻1/gm2的和大于Q1的導(dǎo)通電阻1/gm1，使電路的穩(wěn)定性得到了保證。

圖7 二階溫度補(bǔ)償后的輸出電壓隨溫度變化曲線

圖8 誤差放大器A1原理圖

2 版圖與仿真結(jié)果

帶隙基準(zhǔn)電壓源使用SMIC 0.18 μm MIXIC工藝、1.8 V電源電壓。為了減小失配，對電阻和晶體管使用共質(zhì)心結(jié)構(gòu)，印制版的尺寸為 802 μm×320 μm。 圖 9所示為該帶隙基準(zhǔn)電壓源在-50℃～125℃范圍內(nèi)的溫度系數(shù)與溫度的關(guān)系曲線。從圖中可以看出，低于-20℃時(shí)，溫度系數(shù)偏高，但是從圖7的輸出參考電壓值來看，其絕對誤差始終低于0.25 mV。在-20℃～125℃范圍內(nèi)，該帶隙基準(zhǔn)的溫度系數(shù)始終保持在4 ppm/°C以內(nèi)，平均溫度系數(shù)低于6 ppm/℃。圖10給出了該基準(zhǔn)電路的電源抑制比隨頻率變化的曲線，在低頻時(shí)，該電路具有99 dB的電源抑制比，可以有效抑制電源波動對輸出參考電壓產(chǎn)生的影響。

圖9 帶隙基準(zhǔn)電壓源在-50℃～125℃范圍內(nèi)的溫度系數(shù)與溫度的關(guān)系曲線

圖10 帶隙基準(zhǔn)電壓源的電源抑制比隨頻率變化曲線

本文提出一種基于使用SMIC 0.18 μm MIXIC工藝，應(yīng)用于發(fā)動機(jī)控制芯片的帶隙基準(zhǔn)電壓源電路，該電路在一階電流型帶隙基準(zhǔn)源基本結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，使用不同溫度系數(shù)的電阻進(jìn)行了簡單有效的二階溫度系數(shù)補(bǔ)償。該基準(zhǔn)電壓源在-50℃～125℃溫度范圍內(nèi)，輸出參考電壓誤差小于0.25 mV，低頻時(shí)電源抑制比可以達(dá)到99 dB。該基準(zhǔn)電路具有良好的溫度穩(wěn)定性與抗電源干擾能力，其在發(fā)動機(jī)控制芯片中有很好的應(yīng)用價(jià)值。

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