邱世廣 許春雨

（太原理工大學(xué)電氣與動(dòng)力工程學(xué)院，太原 030024）

1 引言

日本學(xué)者 A.Nabae于 1980年提出了中點(diǎn)箝位（Neutral Point Clamped，簡(jiǎn)稱 NPC）式三電平結(jié)構(gòu)，由于其在高壓電機(jī)控制、諧波抑制、UPS電源等應(yīng)用中具有很大的優(yōu)勢(shì)，三電平逆變器很快得到了廣泛應(yīng)用。三電平載波PWM具有易于實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)控制、在大范圍的調(diào)制比內(nèi)有很好的性能等優(yōu)點(diǎn)，在正弦調(diào)制波中增加直流量或零序電壓后，其控制性能可與SVPWM相媲美，若將調(diào)制波經(jīng)過適當(dāng)?shù)姆椒ǚ纸鉃閮蓚€(gè)，即為雙調(diào)制波載波PWM方法，則能有效抑制三電平逆變器的中點(diǎn)電位低頻波動(dòng)，因此三電平載波 PWM 必然會(huì)隨著控制理論的進(jìn)步、功率開關(guān)器件技術(shù)的提高而不斷得到發(fā)展，具有很高的研究?jī)r(jià)值。

文獻(xiàn)[1]提出了多電平逆變器的三類載波交疊PWM(Carrier-Overlapping PWM，簡(jiǎn)稱COPWM)調(diào)制方法COPWM-A、COPWM-B、COPWM-C，并對(duì)五電平逆變器進(jìn)行了仿真和諧波分析，指出COPWM-A的諧波含量最低，具有明顯的優(yōu)勢(shì)，COPWM-A調(diào)制方法即為載波同相層疊PWM方法。故本文采用載波同相層疊PWM方法對(duì)三電平逆變器的雙載波SPWM進(jìn)行了仿真和諧波分析，并研究了死區(qū)時(shí)間對(duì)THD的影響，從而得到一種低THD的雙載波PWM的相鄰載波重疊量的選擇方法，該方法可應(yīng)用于三電平UPS電源。具體方法為：每相采用一個(gè)正弦調(diào)制波和兩個(gè)頻率、幅值、相位相同的三角載波相比較，控制該相的四個(gè)功率開關(guān)，通過改變兩個(gè)載波在垂直方向的重疊量、調(diào)制波的調(diào)制度、死區(qū)時(shí)間這三個(gè)自由度進(jìn)行仿真分析，研究其對(duì)電壓諧波總畸變率（THD）的影響。

2 三電平載波同相層疊SPWM的原理

2.1 三電平NPC逆變器的結(jié)構(gòu)

圖1為三電平 NPC逆變器的電路結(jié)構(gòu)，其中Sx1～Sx4（其中x=a，b，c）為相x的功率開關(guān)，VDx1、 VDx2為相x的箝位二極管，C1、C2為逆變器的母線均壓電容。0點(diǎn)為母線電壓的中點(diǎn)。

圖1 三電平NPC逆變器主電路拓?fù)?/p>

2.2 三電平逆變器雙載波SPWM的原理

圖2 三電平逆變器SPWM原理

圖2中，以逆變器的a相為例，ur為調(diào)制波，uc1為上載波，uc2為下載波。功率開關(guān)Sa1和Sa3、Sa2和Sa4的開關(guān)狀態(tài)是互補(bǔ)的。若ur＞uc1，則Sa1開通（Sa3關(guān)斷），反之Sa1關(guān)斷（Sa3開通）；若ur＞uc2，則Sa2開通（Sa4關(guān)斷），反之Sa2關(guān)斷（Sa4開通）。

當(dāng)Sa1和Sa2同時(shí)開通時(shí)，輸出相電壓為Ud/2；當(dāng) Sa2和 Sa3同時(shí)開通時(shí)，輸出相電壓為 0；當(dāng) Sa3和 Sa4同時(shí)開通時(shí)，輸出相電壓為-Ud/2。可見，功率開關(guān) Sa2、Sa3的開通時(shí)間大于功率開關(guān) Sa1、Sa4的開通時(shí)間，三電平逆變器的散熱設(shè)計(jì)要重點(diǎn)考慮功率開關(guān)Sa2、Sa3。

2.3 載波同相層疊PWM的載波重疊量

雙載波同相層疊PWM的兩個(gè)載波在垂直方向上的重疊量見圖3。

圖3 相鄰載波重疊量

圖3中，設(shè)載波的波峰-波谷值為V，相鄰載波交疊部分占每個(gè)載波波峰-波谷值的比例為y，設(shè)m=1時(shí)的N電平逆變器調(diào)制波的波峰-波谷值為（N-1）Vs，則相鄰載波重疊量為V·y，那么

圖2是三電平逆變器雙載波SPWM的原理圖。

式中，m為調(diào)制度。

由（4）式知，載波的波峰-波谷值V改變，相當(dāng)于y的值改變。此時(shí)上載波的峰值縱坐標(biāo)固定為1，下載波的谷值縱坐標(biāo)固定為-1，不受y值（或V值）的影響。

因0≤y＜1，故1≤V＜2。V=1時(shí)，y=0，相鄰載波不重疊，即為圖 2。若y改變，則各功率開關(guān)的開通時(shí)間改變，對(duì)應(yīng)不同的PWM調(diào)制方法。本文仿真研究了當(dāng)載波重疊量取不同值時(shí)的PWM調(diào)制方法對(duì)諧波的影響。

2.4 三電平NPC逆變器中點(diǎn)電壓波動(dòng)

圖1中，對(duì)母線中點(diǎn)O點(diǎn)列KCL，得

由于C1=C2，故若io≡0，母線中點(diǎn)電壓就沒有波動(dòng)。

式中，1表示x相負(fù)載接入O點(diǎn)；0表示x相負(fù)載不接入O點(diǎn)。

可見，只要任意一相的負(fù)載接入O點(diǎn)（即任意一相輸出0電平），則中點(diǎn)電流io≠0，母線中點(diǎn)電壓就會(huì)有波動(dòng)。

3 載波同相層疊SPWM的諧波分析

3.1 三電平載波同相層疊SPWM的相輸出電壓

式（11）、（12）中載波比F=fc/fr。相電壓uAO中不含直流量，第一項(xiàng)是基波，第二項(xiàng)是載波諧波，第三項(xiàng)是載波邊頻帶諧波?？梢?，三電平載波同相層疊SPWM的諧波主要出現(xiàn)在載波頻率附近，提高載波頻率可以有效的減小低次諧波。本式是在不考慮三電平NPC逆變器母線電壓、母線中點(diǎn)電壓波動(dòng)的條件下得到的，考慮電壓波動(dòng)后，uAO中會(huì)含有直流量，而且諧波增大，本文研究過程中，母線電壓波動(dòng)、母線中點(diǎn)電壓波動(dòng)不超過母線電壓的1%，因此母線電壓波動(dòng)對(duì)諧波的影響可以忽略。

3.2 死區(qū)對(duì)SPWM諧波的影響

電壓諧波總畸變率THD的定義為

式中，Un為第n次諧波電壓有效值；U1為基波電壓有效值。

在兩電平逆變器中，由于功率開關(guān)的關(guān)斷需要一段時(shí)間，故為防止母線短路，開關(guān)狀態(tài)互補(bǔ)的功率開關(guān)切換時(shí)要有死區(qū)時(shí)間，即要有一段時(shí)間兩管同時(shí)關(guān)斷；三電平逆變器廣泛應(yīng)用于高壓功率變換器，在控制時(shí)必須保證每相的四個(gè)功率開關(guān)中至少兩個(gè)是關(guān)斷的，以分擔(dān)母線電壓，所以三電平逆變器的功率開關(guān)在切換時(shí)也需要死區(qū)時(shí)間。

理想的SPWM波形除含有載波頻率及其邊頻帶中的高次諧波外，低次諧波幾乎不存在。然而死區(qū)的引入使得低次諧波不能完全被消除，故死區(qū)時(shí)間會(huì)對(duì)系統(tǒng)的THD產(chǎn)生較大的影響。本文研究了在不同載波重疊量時(shí)，死區(qū)時(shí)間THD隨Td變化的規(guī)律。

4 三電平逆變器載波同相層疊SPWM仿真

4.1 逆變器的仿真

本文仿真研究了當(dāng)載波的波峰-波谷值V、調(diào)制度m、死區(qū)時(shí)間Td這三個(gè)自由度變化時(shí)，對(duì)三電平同相層疊雙載波SPWM電壓諧波總畸變率THD的影響。載波頻率fc為3150Hz，調(diào)制波頻率fr為50Hz，對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行諧波分析，計(jì)算 50次以內(nèi)諧波的THD。其中V在1～2間取了26組值，m在0～1間取了10組值，Td取了4μs、6μs、9μs共3組值。圖4是V=1，m=0.8時(shí)逆變器的輸出線電壓波形。

圖4 三電平NPC逆變器的線電壓輸出波形

4.2 仿真結(jié)果分析

（1）調(diào)制度m取不同值時(shí)的V-THD曲線分析

圖5 m取不同值時(shí)的V-THD曲線

由上面的曲線可知：

1）V相同時(shí)，調(diào)制度m越大，THD越小。因?yàn)?，?dāng)m值增大時(shí)，輸出電壓的基波幅值相應(yīng)增大，而諧波幅值變化不大，故THD變小。

2）當(dāng)m≤0.5時(shí)，THD最低點(diǎn)從V=1.1左右逐漸增大到1.4左右，當(dāng)m＞0.5后，THD最低點(diǎn)出現(xiàn)在V=1左右。據(jù)此可以得到一種選擇V值的方法（即為選擇載波重疊量的方法）：綜合考慮m取不同值時(shí)的V-THD曲線，若三電平NPC逆變器經(jīng)常運(yùn)行在某個(gè)調(diào)制度范圍內(nèi)，那么可以選用在該調(diào)制度范圍內(nèi)使THD最小的V值，整個(gè)過程中V≤1.4；若三電平逆變器在所有的調(diào)制度范圍內(nèi)運(yùn)行時(shí)間比較平均，則可以根據(jù)調(diào)制度選用使THD最小的V值，也可以選用折中的方法，如取V=1。

（2）死區(qū)時(shí)間Td取不同值時(shí)的m-THD曲線分析

圖6 V取不同值時(shí)的m-THD曲線

由上面的曲線可知：

1）V不變的情況下，調(diào)制度m越低，死區(qū)時(shí)間對(duì)THD的影響越大；

2）對(duì)比V在 10個(gè)不同取值情況下的m-THD曲線，每條曲線都有一個(gè)臨界m點(diǎn)mmin，當(dāng)m≤mmin時(shí)，THD受死區(qū)時(shí)間Td的影響較大，V越大，mmin越大，且當(dāng)m≤mmin時(shí)THD隨死區(qū)時(shí)間Td的增大而增大。也就是說V越大，即相鄰載波的重疊量越大，THD受死區(qū)時(shí)間Td的影響越大，這也說明前文得到的使V≤1.4的V值選擇方法產(chǎn)生的THD受死區(qū)時(shí)間Td的影響較小。

綜上，前文得到的相鄰載波重疊量的選擇方法，不但THD低，而且THD受死區(qū)時(shí)間的影響也小，具有較高的實(shí)用價(jià)值，可應(yīng)用于三電平UPS電源。

5 結(jié)論

本文對(duì)三電平同相層疊SPWM在不同的V值、不同的調(diào)制度m下的總諧波畸變率THD進(jìn)行了仿真，從而得到了一種低THD的載波V值的選擇方法（即相鄰載波重疊量的選擇方法），并對(duì)死區(qū)時(shí)間Td對(duì)THD的影響進(jìn)行了仿真，說明這種相鄰載波重疊量的選擇方法受死區(qū)時(shí)間Td的影響較小，效果較好。

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