荊鴻儒 簡優(yōu)宗

(1.哈電集團哈爾濱電站工程有限責(zé)任公司，黑龍江 哈爾濱 150040;2.哈爾濱理工大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，黑龍江 哈爾濱 150040)

0 引言

隨著電力電子設(shè)備的廣泛應(yīng)用，非線性負(fù)載以及為了解決能源危機而新興的各種新能源并網(wǎng)裝置的增加，都對電網(wǎng)產(chǎn)生了一定程度的污染，使電網(wǎng)中混入了大量的諧波分量和無功功率，而這些污染又嚴(yán)重的沖擊了接在電網(wǎng)上的其它用電設(shè)備、降低了設(shè)備的使用壽命，并且降低了輸電線路的有效利用率，因此有源電力濾波器(APF)的推廣有著十分重要的意義［1－10］。

1 系統(tǒng)組成及工作原理

有源電力濾波器的系統(tǒng)構(gòu)成如圖(1)所示，其工作原理是檢測出非線性負(fù)載所產(chǎn)生的諧波電流，通過PWM變流器產(chǎn)生大小相同、方向相反的電流，注入電網(wǎng)來抵消非線性負(fù)載所產(chǎn)生的諧波電流［2］。

系統(tǒng)主要由電流指令運算電路、電流跟蹤控制電路、驅(qū)動電路和主功率電路組成。電流指令運算電路是通過檢測出電網(wǎng)電流的諧波電流，通過一系列的軟硬件電路的處理得到所需要的向電網(wǎng)注入電流的信號，包括了作信號處理時所需要的電壓同步信號和正余弦值，和為了維持主功率電路電容電壓穩(wěn)定而注入的一個電流信號。電流跟蹤控制電路是一個將電流給定信號和反饋的實際輸出電流信號相比較產(chǎn)生PWM控制信號的閉環(huán)電路，其目的是為了保證實際輸出電流信號跟蹤電流給定信號，在保證跟蹤速度的前提下還要保證輸出的精度，本文中采用限制最高頻率的滯環(huán)比較法。驅(qū)動電路是為了隔離控制電路和主功率電路，并進行信號功率的放大。主功率電路采用電壓型PWM變流器結(jié)構(gòu)，如圖(2)所示。

圖1 有源電力濾波器的系統(tǒng)框圖

2 控制電路設(shè)計

圖2 電壓型PWM變流器主電路

諧波電流的檢測與運算是有源電力濾波器的一個核心環(huán)節(jié)，檢測的速度和精度直接影響著整個系統(tǒng)的濾波性能［7－8－9］。本文采用日本學(xué)者赤木泰文提出的基于無功功率理論的ip－iq諧波電流檢測法。將實時采集到的三相畸變電流進行坐標(biāo)變換，畸變電流中的基波分量對應(yīng)于變換后的直流分量，畸變電流中的諧波分量對應(yīng)于變換后的交流分量。用低通濾波器對變換后的量進行濾波，得到變換后的直流分量，就對應(yīng)于畸變電流中的基波分量。從畸變電流中減去基波分量，就得到其諧波分量，也就是系統(tǒng)所要消除的目標(biāo)分量。

2.1 諧波電流檢測

圖(3)是基于瞬時無功功率理論的ip－iq諧波電流檢測法，其變換矩陣

圖3 基于瞬時無功功率理論的ip－iq諧波電流檢測

其原理是將負(fù)載電流ia、ib、ic經(jīng)坐標(biāo)變換后基波分量部分變換為直流量，諧波分量部分變換為交流分量，通過低通濾波器將交流量濾去剩下直流分量，即是負(fù)載電流的基波分量，用總的負(fù)載電流減去其基波分量，即得到諧波分量［3］。即

由于在檢測過程中只利用了電網(wǎng)電壓的同步信號，在運算過程中沒有用到電網(wǎng)電壓，所以不會受到電網(wǎng)電壓畸變的影響，從而保證了運算的精度和準(zhǔn)確性。

2.2 無鎖相環(huán)同步電路的實現(xiàn)

同步信號的獲取是通過同步變壓器得到一個與A相電網(wǎng)電壓波形一致的低電壓信號，利用過零比較器得到與電網(wǎng)電壓同步的方波信號，在DSP捕獲口捕獲到該方波信號的上跳沿時開始查儲能在DSP里的正弦表值，同時啟動定時器，在方波下跳沿時停止定時器，定時器的值即半個電網(wǎng)電壓周期的值，將電網(wǎng)電壓周期值除以正余弦表的個數(shù)即是查正弦表的周期，通過這種方法每周期校正一次查表頻率，就是校正了系統(tǒng)輸出頻率，使其準(zhǔn)確的跟蹤電網(wǎng)電壓頻率的波動，這種用軟件跟蹤的方法，簡化了電路設(shè)計，降低了硬件成本。同步信號檢測電路如圖(4)所示，其中LM324是電壓跟隨器，進行阻抗隔離，D1二極管起嵌位作用，將低電平嵌位在 －0.7V，保護比較器 LM393的輸入端，由于LM393是OC門輸出，所以加了R2上拉電阻，將輸出高低電平控制在0－3.3V之內(nèi)。C2是濾波電容，濾出尖脈沖干擾。

圖4 同步信號檢測電路

2.3 電壓型變流器直流側(cè)電壓的控制

電壓型變流器正常工作需要給電容端提供一個穩(wěn)定的電壓，如果設(shè)計另外一套電路給電容充電，維持電容電壓的穩(wěn)定，就增加了電路的復(fù)雜性。而通過對變流器給定電流值的適當(dāng)控制，則可以通過變流器給電容充電，維持電容電壓的穩(wěn)定［4，5］。原理如圖(5)所示:Ucg是電容電壓的給定值，Uc是電容電壓的實際值，給定值和實際值之間的差值經(jīng)PI調(diào)節(jié)后與基波有功電流疊加，經(jīng)過坐標(biāo)變換、與負(fù)載電流做差后作為諧波信號，該信號的幅值相等、方向相反的信號即是所需要的指令電流信號。

圖5 變流器直流側(cè)電壓的控制

2.4 電流跟蹤控制電路

電流跟蹤控制電路常見的方法是三角波比較的方法、滯環(huán)方法、無差拍方法［6］。三角波控制方法要用到PI環(huán)節(jié)處理實際電流和指令電流之間的偏差，所以響應(yīng)速度慢，無差拍方法計算尤其復(fù)雜，本文中采用了滯環(huán)比較方法，其優(yōu)點是電流響應(yīng)很快，但缺點是開關(guān)管的開關(guān)頻率是變化的，如果設(shè)置環(huán)寬很小而誤差變化很大的時候會造成開關(guān)管的頻繁通斷，損耗劇增，造成開關(guān)管過熱燒毀。因此本文采用了一種限制最高開關(guān)頻率的滯環(huán)比較方法，在定時器T2中斷子程序里進行滯環(huán)比較，這樣就保證了滯環(huán)比較的輸出信號周期大于等于T2的定時值，從而限制了開關(guān)管的的最高開關(guān)頻率。

2.5 驅(qū)動電路的設(shè)計

本文采用光耦隔離的方式進行功率電路與控制電路的隔離，圖(6)以一個橋臂為例，說明這種隔離方式的優(yōu)點，其中W01和W02是5.1 V穩(wěn)壓管，在PWM1信號為高時光耦關(guān)斷，GE端電壓為14.9 V，IGBT導(dǎo)通，在PWM1信號為低時光耦導(dǎo)通，GE端電壓為－5.1 V，加快了IGBT的關(guān)斷。

圖6 一個橋臂的驅(qū)動電路

2.6 軟件的實現(xiàn)

在系統(tǒng)的主程序里主要完成系統(tǒng)初始化、模塊初始化和顯示任務(wù)。采樣信號的處理和PWM信號的生成在中斷里進行，捕獲口捕獲到同步信號的上跳沿時開始查正余弦表，同時觸發(fā)定時器T1計同步信號高電平時間，定時器得到的周期值除以正余弦表個數(shù)得到查表的間隔，用以校正電流給定的頻率跟蹤電網(wǎng)電壓頻率。主程序流程圖如圖(7)所示:

圖7 主程序流程圖

圖8 AD中斷服務(wù)程序流程圖

圖9 PI調(diào)節(jié)子程序流程圖

在AD中斷程序里，調(diào)用 PI子程序做電容電壓的PI閉環(huán)調(diào)節(jié)，讀出負(fù)載電流采樣值，計算電流指令給定信號幅值。在定時器中斷里讀取實際補償電流采樣值，與補償電流給定值進行滯環(huán)調(diào)節(jié)，調(diào)用PWM生成程序，產(chǎn)生PWM信號，經(jīng)隔離放大后驅(qū)動開關(guān)管。AD中斷子程序的流程圖如圖(8)所示。

PI調(diào)節(jié)用來維持變流器中電容二端電壓不變，其程序流程圖如圖(9)所示。

3 實驗結(jié)果

按照上述方法，進行了樣機的設(shè)計，結(jié)果證明這種方法是可行的。圖(10)為A相電壓的同步信號，圖(11)和圖(12)為負(fù)載為二極管整流濾波電路時各實驗波形:其中A為負(fù)載電流，B為濾波器的電流，C為接入濾波器后的源側(cè)電流。由此可見經(jīng)系統(tǒng)濾波后的波形具有很好的正弦性，且諧波含量明顯很低。

圖12 整流濾波負(fù)載時的負(fù)載電流和濾波后源側(cè)電流波形

4 結(jié)束語

本文設(shè)計了一種低成本高可靠性的有源電力濾波器，采用無鎖相環(huán)技術(shù)，通過軟件方法跟蹤電網(wǎng)頻率，有效的避免了電網(wǎng)頻率的波動，簡化了硬件電路設(shè)計，降低了成本。利用ip－iq方法檢測電網(wǎng)諧波電流，避免了電網(wǎng)電壓畸變的影響，利用限制最高開關(guān)頻率的方法加快了電流的跟蹤速度。通過樣機實驗證明了該方案的可行性。

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