周英波 李含輝 李丁山

(武漢船舶通信研究所 武漢 430079)

1 引言

短波通信中,信號(hào)傳輸受電離層影響較大,多徑效應(yīng)比較嚴(yán)重。多徑傳播造成頻率選擇性衰落,使接收信號(hào)的波形展寬,產(chǎn)生碼間干擾[1],從而限制了數(shù)字通信的傳輸速率。現(xiàn)有的單載波時(shí)域均衡技術(shù)(SC-TDE)和多載波正交頻分復(fù)用技術(shù)(OFDM)在對(duì)抗多徑衰落信道方面都有很好的性能,但單載波時(shí)域均衡存在計(jì)算量大、復(fù)雜度高的缺點(diǎn),而OFDM存在峰均比高、頻率偏移敏感的缺點(diǎn)。

針對(duì)以上特點(diǎn),本文研究單載波頻域均衡技術(shù)對(duì)短波信道進(jìn)行均衡。單載波頻域均衡系統(tǒng)基于FFT和IFFT實(shí)現(xiàn),在接收端采用頻域均衡,降低了信號(hào)處理的復(fù)雜度,能夠有效地對(duì)抗多徑,達(dá)到較高的數(shù)據(jù)率;另外,SC-FDE系統(tǒng)采用單載波傳輸,系統(tǒng)對(duì)頻移不太敏感,其峰均比也好于OFDM系統(tǒng)[2]。

2 SC-FDE原理

單載波頻域均衡系統(tǒng)在每幀發(fā)送數(shù)據(jù)中加入循環(huán)前綴,通過短波信道后,接收端去掉接收數(shù)據(jù)中的循環(huán)前綴,然后通過FFT變換將信號(hào)轉(zhuǎn)換到頻域,在頻域進(jìn)行均衡后,再將信號(hào)做IFFT變換回時(shí)域進(jìn)行判決。

本文設(shè)計(jì)的短波信道下的單載波頻域均衡系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

設(shè)M為FFT的點(diǎn)數(shù),xn為M個(gè)映射后碼元組成的一個(gè)傳輸數(shù)據(jù)塊,h(n)為短波信道的沖擊響應(yīng),則每個(gè)接收到的數(shù)據(jù)符號(hào)rn可以如下表示:

圖1 短波信道下單載波頻域均衡系統(tǒng)框圖

Hl為信道的頻率響應(yīng),假設(shè)系統(tǒng)的同步和信道估計(jì)都是理想的,進(jìn)行頻域均衡后的接收信號(hào)S表示為:

Wl為頻域?yàn)V波器的系數(shù),判決前的信號(hào)為:

若采用迫零(ZF)均衡,系數(shù)為Wl=1/Hl,則

3 短波信道均衡

本文采用基于UW序列作為循環(huán)前綴的幀結(jié)構(gòu)。在數(shù)據(jù)中周期性的插入循環(huán)前綴(CP)以便于用FFT實(shí)現(xiàn)循環(huán)卷積,SC-FDE中UW的另一功能是吸收來自數(shù)據(jù)段的幀間干擾。在圖2中,兩個(gè)同樣長(zhǎng)度的UW背靠背相連。數(shù)據(jù)塊前面的UW作為循環(huán)前綴,另一個(gè)UW 與負(fù)載數(shù)據(jù)組成一個(gè)數(shù)據(jù)塊,UW序列的插入使得數(shù)據(jù)塊具有理想的周期自相關(guān)特性。由于 UW用作循環(huán)前綴,要求UW的長(zhǎng)度必須大于信道的最大時(shí)延。UW序列的產(chǎn)生方法參見文獻(xiàn)[3]。

圖2 基于UW的幀結(jié)構(gòu)

SC-FDE頻域均衡主要有線性均衡(LE)和判決反饋均衡(DFE)兩種。頻域線性均衡處理比較簡(jiǎn)單,將去除前綴的接收信號(hào)進(jìn)行FFT變換后,與信道估計(jì)得到的均衡系數(shù)在頻域相乘,再通過IFFT變換回時(shí)域即完成了線性均衡。由式(5)可知,頻域線性均衡在短波信道的頻率深衰落點(diǎn)(Hl很小)處,使用迫零均衡算法會(huì)放大信道頻率零點(diǎn)處的噪聲,從而導(dǎo)致系統(tǒng)性能的大幅度下降;MMSE均衡算法不會(huì)過分放大短波信道頻率零點(diǎn)處的噪聲,因而對(duì)信道具有頻率深衰落點(diǎn)時(shí)的均衡性能要優(yōu)于迫零均衡[4],但MMSE均衡后仍殘留部分碼間干擾,制約了系統(tǒng)性能的進(jìn)一步提高。

判決反饋均衡在減小ISI的同時(shí)不會(huì)放大噪聲,因而在短波信道上比線性均衡有更好的性能。文獻(xiàn)[5～6]提出了FD-DFE及FDE-NP兩種判決反饋均衡方法,可以進(jìn)一步消除MMSE均衡后的殘留碼間干擾,但均衡的性能依賴于判決反饋濾波器的階數(shù),階數(shù)越高,性能越好,但同時(shí)計(jì)算復(fù)雜度也越高。文獻(xiàn)[7]中介紹了一種新型的判決反饋均衡器,直接對(duì)線性MMSE均衡后的殘留碼間干擾進(jìn)行估計(jì)和消除,該方法比文獻(xiàn)[5～6]中的計(jì)算量小,復(fù)雜度也低。圖3給出了該判決反饋均衡器的基本框圖。

圖3 判決反饋均衡器結(jié)構(gòu)

圖3中,前面是一個(gè)采用MMSE均衡算法的線性均衡器,后面的判決反饋部分能估計(jì)出MMSE均衡后的殘留碼間干擾,從而優(yōu)化頻域均衡的效果。下面分析可以消去殘留碼間干擾的判決反饋均衡算法。

首先分析線性MMSE均衡算法的殘留碼間干擾,設(shè)經(jīng)過線性MMSE均衡后的信號(hào)為Sl,由式(2)和式(6),以及線性均衡器的均衡原理可得:

假定通過訓(xùn)練序列獲得信道的精確估計(jì)以及信噪比參數(shù),d的估計(jì)與消除的算法如下:

1)對(duì)MMSE均衡后的信號(hào)s判決可得

進(jìn)而得到

4 仿真分析

為了驗(yàn)證短波信道上SC-FDE系統(tǒng)的性能,采用線性均衡和判決反饋均衡進(jìn)行了MATLAB仿真。仿真采用基于UW前綴的幀格式,每個(gè)UW長(zhǎng)度為64,FFT/IFFT點(diǎn)數(shù)為512,調(diào)制方式為 QPSK,仿真假定系統(tǒng)的同步與信道估計(jì)均為理想狀態(tài)。仿真所用的短波信道[8]包括兩徑,第1條徑的延遲為0ms,幅度為0dB;第2條徑的延遲為0.5ms,幅度為0dB,該信道是頻率深衰落信道,如圖4所示。噪聲為加性高斯白噪聲。仿真結(jié)果如圖5所示。

從圖5中可以看出,當(dāng)信噪比較小時(shí),由于噪聲對(duì)信號(hào)判決的影響遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于線性MMSE均衡后的殘留碼間干擾,線性均衡器與判決反饋均衡器在短波信道上具有幾乎相同的性能;當(dāng)信噪比較大時(shí),噪聲對(duì)信號(hào)判決的影響不大,線性MMSE均衡后的殘留碼間干擾是對(duì)信號(hào)判決造成誤差的主要因素,判決反饋均衡消除了殘留的碼間干擾,因而系統(tǒng)性能得到了很大的提高。在誤碼率10-4時(shí),判決反饋均衡器的性能比線性均衡器提高了3～4dB。

5 結(jié)語

本文介紹了應(yīng)用于短波信道的單載波頻域均衡系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)和處理流程,分析了產(chǎn)生殘留碼間干擾的線性MMSE均衡和消除殘留碼間干擾的判決反饋均衡。通過對(duì)短波信道下線性均衡和判決反饋均衡的MATLAB仿真表明,單載波頻域均衡能夠有效地對(duì)抗短波信道中由多徑效應(yīng)引發(fā)的頻率選擇性衰落,消除短波通信中的碼間干擾。可以預(yù)見,單載波頻域均衡將成為未來短波通信中一個(gè)極具競(jìng)爭(zhēng)力的解決方案。

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