楊光明 厲孟

(海軍駐武漢四三八廠軍事代表室，武漢430061)

1 引言

船舶電站自動化是無人機艙的一個重要部分,而自動準(zhǔn)同期并車是船舶電站自動化的一個重要內(nèi)容。目前在國內(nèi)已有多種模擬電路的自動并車裝置，隨著微機控制技術(shù)的發(fā)展，先進(jìn)的微機控制的自動并車裝置逐漸投入研制。微機控制的自動并車裝置具有體積小、重量輕、成本低、控制靈活等顯著的優(yōu)越性。因此，自動并車實現(xiàn)微機控制成為必然的趨勢。

本文介紹了一種基于 DSP技術(shù)的自動同期并車裝置，該裝置使用了少量的前置模擬有源濾波電路，其它部件都是數(shù)字器件，具有較強的抗干擾能力，采用有很強濾波功能的傅氏算法來計算電壓差，并對計算結(jié)果做數(shù)字平滑濾波處理，減小電網(wǎng)尖峰干擾的影響；針對普通微機型自動并車裝置常用的線性插值算法預(yù)報同期合閘相角易受干擾的缺點，采用最小二乘曲線擬合準(zhǔn)確預(yù)報同期合閘點，提高了預(yù)報的精度，且算法具有極強的抗干擾性，使并車過程安全、可靠、快速，具有一定的實用價值。

2 同期并車裝置基本原理

發(fā)電機并網(wǎng)的同期條件保證了發(fā)電機投入到電網(wǎng)運行時，沖擊電流比較小，減小系統(tǒng)對發(fā)電機組的沖擊，并迅速進(jìn)入同步運行狀態(tài)，減小對電力系統(tǒng)的擾動。

在實際并列操作中，并列的實際條件允許有一定的偏差。我們稱之為準(zhǔn)同期條件。發(fā)電機實際并網(wǎng)時的準(zhǔn)同期條件是：

(1) 并列斷路器兩側(cè)電源電壓的電壓差必須在允許的范圍內(nèi)；

(2) 并列斷路器兩側(cè)電源電壓的頻率差必須在允許的范圍內(nèi)；

(3) 在并網(wǎng)合閘的瞬間，并列斷路器兩側(cè)電源電壓的相角差在允許的范圍內(nèi)。

裝置利用 DSP 實時采集發(fā)電機和電網(wǎng)并列的所需信息，并對待并發(fā)電機的電壓和頻率作出自動調(diào)節(jié)，使得發(fā)電機與電網(wǎng)的電壓幅值差、頻率差能同時滿足并列條件，然后快速捕捉合閘時機，在脈動電勢S到達(dá)兩電壓向量重合（如圖1所示的差頻電壓過零點）之前一定時間（越前時間）發(fā)出合閘指令，實現(xiàn)準(zhǔn)同期自動并列操作。

圖1 正弦波及其差頻電壓

3 交流電參量計算方法

在檢測并車條件時，待并發(fā)電機電壓和電網(wǎng)電壓要基本相等，一般要使待并發(fā)電機電壓略高于電網(wǎng)電壓，待并發(fā)電機并入電網(wǎng)時會提供一定的無功負(fù)載，減輕了原有動力機組的壓力，一般將電壓差限定在5%以內(nèi)。

交流采樣是對被測信號的瞬時值進(jìn)行采樣，然后對采樣值進(jìn)行分析計算獲取被測量的信息。交流采樣的采樣速率要求高，程序計算量相對較大，但它的采樣值中所含信息量大，可通過不同的算法獲取所關(guān)心的多種信息（如有效值、相位、諧波分量等等），實時性好，成為目前主要使用的采樣方式。

圖2所示為前置濾波電路和方波整形電路，該濾波電路的優(yōu)點是直流增益為 1，設(shè)計合理的截至頻率可以保證工頻信號的增益衰減很小，避免濾波電路輸出電壓的再次定標(biāo)；方波整形電路用于頻率、相位測量，DSP在中斷程序中捕獲與電網(wǎng)電壓同頻的方波信號上升沿口，可以計算兩路電壓的頻差和相差，而且在軟件上稍作修改就可以實現(xiàn)采樣頻率的動態(tài)跟蹤，可以準(zhǔn)確的計算出兩路電壓差。

用微機實現(xiàn)交流電量的測量，有很多種算法，綜合考慮各種算法的優(yōu)劣，決定采用全波傅氏算法。它具有很強的濾波能力，適于各種周期量的采集，可以準(zhǔn)確分解出基波和高次諧波分量。

圖2 有源濾波和方波整形電路

設(shè)信號u(t)是周期函數(shù)，并且滿足狄里赫利條件，則u(t)可以展開分解為三角級數(shù)[1]：

離散化后，有：

4 最小二乘曲線擬合預(yù)報同期點

常用的線性函數(shù)插值預(yù)測超前合閘相角算法，根據(jù)斜率公式來計算滑差角頻率，再將斷路器的恒定導(dǎo)前合閘時間tDC代入線性插值來預(yù)估超前合閘相角δYJ，從而判斷是否滿足合閘相角條件。在電網(wǎng)諧波干擾嚴(yán)重時，過零比較器測得的波形相角差是存在誤差的。僅僅由最近兩次的相角測量值來計算超前合閘相角，得出的計算結(jié)果會存在誤差，特別是在電網(wǎng)電壓出現(xiàn)的較大的跌落或干擾尖峰時，如果前端濾波電路無法濾除該干擾，由兩次相角檢測結(jié)果來預(yù)估超前合閘相角δYJ，極有可能發(fā)出誤合閘脈沖。

如果保留過去的N個相角測量值，用多項式來進(jìn)行最小二乘曲線擬合，由多個測量數(shù)據(jù)的加權(quán)值來預(yù)估超前合閘相角δYJ，這樣可以避免因單個數(shù)據(jù)的誤差而發(fā)出誤合閘脈沖[2]。下面是依據(jù)一次多項式進(jìn)行曲線擬合，并采用了過去九個數(shù)據(jù)測量點來預(yù)估超前合閘相角的計算過程：

設(shè)擬合函數(shù)δ(t)=a0+a1t，取權(quán)函數(shù)ω(x)=1，即認(rèn)為每個觀測點對預(yù)估值的影響相同。其中，δ(t)是隨時間變化的相角差，測量時間t近似認(rèn)為是等間距的9個時間點。

根據(jù)正規(guī)方程組ATAa=ATδ，這里基函數(shù)為φ0=1，φ1=t；系數(shù)向量a=(a0,a1)T；

相位測量值向量：

系數(shù)矩陣：

因為系數(shù)向量a=(ATA)-1ATδ，可得系數(shù)向量如下：

只要測得過去九個點的相角測量值，將其代入式（6）和式（7），求得擬合函數(shù)的系數(shù)a0、a1。如果期望斷路器觸點閉合的瞬間，待并發(fā)電機電壓和電網(wǎng)電壓的瞬時相位近似為零，還需將時間t=4+tDC/T（T是電網(wǎng)電壓的周期，近似認(rèn)為是20 ms，可以離線整定t，避免除法運算）代入擬合函數(shù)，如果求得預(yù)報相角差δ略大于360°，就認(rèn)為捕捉到合閘時機，馬上發(fā)出合閘脈沖。

在極端情況下兩側(cè)頻差Δf=0.25 Hz，20 ms內(nèi)角度差變化計算如下：

Δφ=2× 3.14× 0.25× 2 0× 1 0-3= 0.0157（弧度）=1.8°（角度）

即算法本身將給同期并車帶來最大 1.8°的誤差，能滿足工程要求。

為了驗證最小二乘曲線擬合的優(yōu)越性，模擬了一組測量所得相角差值，假設(shè)電網(wǎng)頻率為 50 Hz，待并發(fā)電機為 50.2 Hz，斷路器的超前動作時間tDC=100 ms。下表中九個數(shù)據(jù)點中最后的兩個相角差相對理想的相角差（理想的曲線δ(t)=347.04+1.44t有±1°的誤差：

表1 測量相角差數(shù)據(jù)表

把數(shù)據(jù)代入方程（6）（7），計算得擬合曲線為δ=347.4+1.4567t，將t=4+100/20=9代入，得到斷路器主觸電閉合瞬間得相角差δ=360.5103°，可見最后兩個點的數(shù)據(jù)對超前相角預(yù)估產(chǎn)生的誤差不大于0.6°?？梢娮钚《饲€擬合在抗干擾性方面具有較強的優(yōu)勢。

5 同期合閘試驗

同期合閘試驗采用了工頻電網(wǎng)和函數(shù)信號發(fā)生器HP33120A作為輸入信號，電網(wǎng)的頻率范圍在 49.95～50.05Hz波動，信號發(fā)生器輸出頻率定為50.20 Hz，即頻差在0.15～0.25 Hz 波動，滿足頻差條件。四通道示波器 TSD3014B的 CH1通道是電網(wǎng)電壓信號，CH2通道是帶并發(fā)電機電壓信號，CH3是輸出合閘波形，采用示波器的數(shù)學(xué)功能MATH通道(CH1-CH2)，即M通道顯示兩個不同頻率電壓相減產(chǎn)生的差頻電壓波形，其過零點表示相角差為零。圖3顯示了合閘的實測波形，斷路器動作時間假定為100 ms，圖中箭頭指向合閘信號發(fā)出100 ms后差頻電壓瞬時值，可以認(rèn)為合閘相角差就在0度左右，達(dá)到同期并車裝置評定的較高標(biāo)準(zhǔn)。

6 結(jié)論

采用最小二乘曲線擬合算法預(yù)估，計算過程更為簡單，計算過程只有加減運算和少量的乘法運算。這樣的運算正好符合DSP的指令特點，所有的累加和乘法只需要單個機器時鐘周期，避免使用間接除法指令耗費大量的運算時間；而且最小二乘曲線擬合算法保留了過去多個數(shù)據(jù)點的信息，使得超前合閘相角預(yù)估的結(jié)果精度更高、可信度也更高，非常適合在諧波嚴(yán)重、電網(wǎng)品質(zhì)較差的船舶電站中使用。

圖3 合閘波形

[1] 楊艷秋, 曹龍漢, 李建勇, 文武松. 一種基于交流采樣技術(shù)的內(nèi)燃機電站電氣性能測試系統(tǒng). 移動電源與車輛, 2005, 4.

[2] 李紅. 數(shù)值分析. 武漢: 華中科技大學(xué)出版社, 2003.