郭繼經(jīng)，李曉飛，張國棟

（1.南京郵電大學(xué) 通信與信息工程學(xué)院，江蘇 南京 210003；2.兗礦國泰化工有限公司 機(jī)電部，山東 滕州 277527）

1 引言

802.11 從初期的直接序列擴(kuò)頻衍生到802.11a的在5.8 GHz提供54 Mbit/s的傳輸速率，采用OFDM調(diào)制方式。802.1b（即高速無線網(wǎng)路或Wi-Fi標(biāo)準(zhǔn)）工作在2.4 GHz頻段采用DSSS技術(shù)，傳輸距離有所提高。雖然802.11x一直在更新擴(kuò)展，目前已經(jīng)到IEEE 802.11k，但基本上是在上層進(jìn)行較大的支持和改動，主要是針對安全性以及QoS、基站互聯(lián)性等上層協(xié)議的支持。物理層基本上還是保持802.11a的設(shè)計(jì)規(guī)則，因此有必要對802.11a物理層基帶的工程實(shí)踐進(jìn)行細(xì)致研究。

2 發(fā)送端的OFDM調(diào)制原理及FPGA實(shí)現(xiàn)

傳統(tǒng)的單載波傳輸系統(tǒng)是一種串行傳輸，它允許每個串行符號占用整個單載波信道的有效帶寬。并行傳輸在某一時刻多個數(shù)據(jù)序列同時傳輸，在這種系統(tǒng)中單個數(shù)據(jù)一般只占用整個頻帶的一部分，傳統(tǒng)的并行傳輸技術(shù)中采用濾波器進(jìn)行徹底的子帶劃分，這和傳統(tǒng)的OFDM思想是一致的。這種劃分的缺點(diǎn)在于每個子帶的帶寬實(shí)際上是 （1+a）F，F(xiàn)為Nyquist帶寬，a是滾降系數(shù)，當(dāng)數(shù)據(jù)量很大時很難找到一組匹配的濾波器。而另一種子帶的劃分是通過離散傅里葉變換在基帶進(jìn)行處理，這種方法大大提高了頻譜的有效利用率，從而使上千個子載波的調(diào)制在實(shí)際中可行。OFDM符號的數(shù)學(xué)表示方式如下

式中：N 為子載波數(shù)目 （N=64），am，k為子載波的調(diào)制系數(shù)，T為OFDM符號的時長 （包括循環(huán)前綴0.8 μs和FFT符號寬度3.2 μs），T0為一個OFDM符號的周期長度（不包括循環(huán)長度）3.2 μs，f0=（f0為子載波的寬度）。

OFDM的調(diào)制原理如圖1所示。

2.1 PLCP幀結(jié)構(gòu)成形

圖1 OFDM調(diào)制的原理結(jié)構(gòu)圖

物理層將MAC層傳遞過來的數(shù)據(jù)經(jīng)過一系列的組裝處理，將數(shù)據(jù)封裝成PPDU幀格式，詳細(xì)內(nèi)容參見802.11a標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議的17.3節(jié)。

圖2 PPDU幀結(jié)構(gòu)

整個數(shù)據(jù)是分3路并行處理，在最后階段組裝銜接成基帶信號。數(shù)據(jù)幀的具體組裝流程如圖3所示。

圖3 數(shù)據(jù)幀的組裝流程

兩個訓(xùn)練序列由于在每組PPDU幀里是一樣的，所以不采取實(shí)時計(jì)算生成的方法來產(chǎn)生訓(xùn)練序列，訓(xùn)練序列（S為短訓(xùn)練序列，L為長訓(xùn)練序列）是由以下兩個序列通過IFFT變換以后經(jīng)過周期拓展加窗得到的：

總的訓(xùn)練序列長度為10個短訓(xùn)練加2個長訓(xùn)練序列總共為（10×0.8）＋（2×0.8＋2×3.2）μs=16 μs，所以總的訓(xùn)練序列是由變換得到的序列中分別截取161個樣點(diǎn)組成的，只要將322個樣點(diǎn)制表放入ROM即可，在組幀的時候直接查表讀出。具體數(shù)值可以參見802.11a標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議的附錄G.3。

另外兩路并行處理的數(shù)據(jù)是SIGNAL符號和MAC層傳遞來的PSDU，而PSDU這部分?jǐn)?shù)據(jù)對于OFDM調(diào)制來說才是真正的有效載荷數(shù)據(jù)。

SIGNAL符號首先是由24 bit指示信號組成其中的LENGTH，用來指示MAC層請求PHY要傳遞的PSDU所包含8進(jìn)制數(shù)的數(shù)目，范圍從 1～4095（212-1）；RATE指示后續(xù)數(shù)據(jù)包（DATA域）所采用的映射方式和編碼速率，編碼速率和映射方式是相關(guān)聯(lián)的，映射方式的選取依靠編碼速率，而采用怎樣的編碼速率是由MAC層根據(jù)信道情況以及數(shù)據(jù)本身的非固定速率進(jìn)行一些自適應(yīng)調(diào)整決定的，這些處理過程都屬于上層協(xié)議，在此不予討論。SIGNAL的數(shù)據(jù)將以BPSK的方式映射，并經(jīng)過R=1/2的卷積編碼、交織、導(dǎo)頻插入及IFFT變換，SIGNAL符號的傳輸速率為6 Mbit/s。值得注意的是SIGNAL符號不參與擾碼過程。

而PSDU數(shù)據(jù)前部需要加入SERVICE數(shù)據(jù)，總共16 bit，規(guī)定前 7 bit為“0”，SERVICE 數(shù)據(jù)最先傳遞，用于接收端的同步和解擾碼器的初始化。剩余的9 bit為保留位，全部置0。Tail為6 bit的“0”，用于將卷積編碼器狀態(tài)回到“0狀態(tài)”，不過這個過程將會增加卷積譯碼器的錯誤概率，由于卷積碼前后相關(guān)的特性，譯碼器當(dāng)前bit的譯碼和后續(xù)bit有關(guān)，因此PLCP的Tail將會用沒有參與擾碼的 6 bit“0”代替擾碼過的 6 bit“0”，即這 6 bit“0”不參與擾碼。而PAD位是為了將整個DATA域的數(shù)據(jù)bit正好是NDBPS（每個OFDM符號承載的總的數(shù)據(jù)bit）的整數(shù)倍而需要填充的bit，這樣就可以方便地將整個DATA數(shù)據(jù)分成NSYM個OFDM符號。NPAD的計(jì)算公式

其中Function（x）為取大于其變量x的最小正整數(shù)的函數(shù)。

2.2 FPGA實(shí)現(xiàn)

系統(tǒng)采用的時鐘頻率為 40 MHz（（（NDBPS=96）/48）×（1/（4 μs/80））=40 MHz）， 子載波波特率為 20 Mbit/s，因此采用40 MHz就可以達(dá)到系統(tǒng)要求。RATE直接來自于上層MAC的控制信號，在此不考慮速率的自適應(yīng)變換，因此DATA域直接采用R=1/2的卷積編碼，16QAM調(diào)制，數(shù)據(jù)速率為24 Mbit/s，所以NBPSC=4，NDBPS=96，NCBPS=192。 RATE 填充 bit為“1001”，LENGTH 是 MAC 層傳遞的信號，是一個變量。

PSDU數(shù)據(jù)首先得通過一個FIFO進(jìn)行緩存，由于DATA域結(jié)構(gòu)特點(diǎn)的原因，F(xiàn)IFO緩沖器結(jié)合計(jì)數(shù)器直接組裝成DATA，具體的結(jié)構(gòu)如圖4所示。

FIFO緩沖器采用8位寬，深度選為1024即可滿足要求， SEVICE直接將前16 bit填充為“0”bit（地址0和1），然后直接從地址2開始寫入MAC層傳遞來的數(shù)據(jù)PSDU，一直到地址LENGTH+1，尾部填上6 bit的“0”當(dāng)作Tail位，地址 LENTH+2的 8 bit直接全部填“0”為Tail位，因?yàn)楹竺婵隙ㄒa(bǔ)充PAD位 （填充為“0”）。所以只要讀出的數(shù)據(jù)直接參與擾碼，卷積編碼后按照24 Mbit/s速率所要求的NCBPS=192分割成組，按照16QAM將其映射成48個子載波，插入導(dǎo)頻時同樣需要一個緩沖器。由Quartus II綜合生成的頂層模塊如圖5所示。

圖4 DATA組幀示意圖

SIGNAL符號的處理和DATA域基本相同，只是不參與擾碼，并且只有一個符號，而訓(xùn)練序列是讀ROM的過程，篇幅所限，不再贅述。

3 仿真結(jié)果

按照上述方案，用Xilinx公司的ISE9.1開發(fā)環(huán)境Verilog硬件描述語言描述其硬件結(jié)構(gòu)，并用Modelsim進(jìn)行邏輯仿真，最后在FPGA硬件調(diào)試成功，器件選用Xilinx公司Spartan3E系列中的XC3S500E。輸入的測試數(shù)據(jù)是突發(fā)形式，仿真輸出的波形如圖5所示，從中可以看出系統(tǒng)能夠應(yīng)對數(shù)據(jù)的突發(fā)方式，并且在數(shù)據(jù)指示位無效時，后續(xù)模塊不參與運(yùn)算，這對系統(tǒng)降低功耗非常重要，并在下個突發(fā)包到來時能夠及時蘇醒。

圖5 仿真輸出波形圖

將FPGA輸出的數(shù)據(jù)導(dǎo)入Matlab作一些必要的觀察，圖 6，7是其星座圖和功率譜圖，星座圖中（36，36），（-36，-36），（0，0）點(diǎn)是導(dǎo)頻和保護(hù)間隔的星座映射點(diǎn)，其他點(diǎn)都是16QAM映射。功率譜是取21個符號作256點(diǎn)的FFT變換疊加得到的，之所以會出現(xiàn)許多梳狀是因?yàn)?4個樣點(diǎn)沒經(jīng)過插值，旁瓣在加窗后就可以得到更好的衰減，不過在定時準(zhǔn)確的前提下不影響數(shù)據(jù)的解調(diào)，由于OFDM的正交性以及數(shù)字信號處理方法都是基于時域頻域抽樣，因此只要抽樣點(diǎn)定時準(zhǔn)確，就可以完整地解調(diào)出數(shù)據(jù)來。

圖6 星座圖映射

圖7 功率譜圖

4 小結(jié)

經(jīng)過多次的測試和優(yōu)化，使用Xilinx ISE9.1編譯綜合后，802.11a基帶調(diào)制部分的資源耗費(fèi)情況如表1所示。基于流量控制、突發(fā)傳輸?shù)腛FDM調(diào)制器設(shè)計(jì)所占的FPGA資源情況還是令人滿意的。

表1 FPGA資源耗費(fèi)情況表

OFDM調(diào)制技術(shù)在無線通信領(lǐng)域的應(yīng)用越來越廣泛，并且成為第四代移動通信的核心技術(shù)。802.11a是IEEE針對小范圍無線通信制定的一種標(biāo)準(zhǔn)，它在針對同步以及行道估計(jì)方面所做的幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)具有良好的性能表現(xiàn)，因此在工程上設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)802.11a具有現(xiàn)實(shí)意義，對OFDM調(diào)制在其他無線通信場合中的應(yīng)用也有借鑒作用。

[1]IEEE Std 802.11a-1999（Supplement to IEEE Std 802.11-1999）Part 11∶Wireless LAN Medium Access Control（MAC）and Physical Layer（PHY）specifications∶High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band[S].1999.

[2]張海濱.正交頻分復(fù)用的基本原理與關(guān)鍵技術(shù)[M].北京：國防工業(yè)出版社，2006.

[3]LOUIS L，MICHAEL P.The principles ofOFDM[J].RF Design，2001（1）：30-48.