牛 堃，陳恩慶，楊守義

（鄭州大學(xué) 信息工程學(xué)院，河南 鄭州 450001）

1 引言

近年來，隨著DSP和FPGA技術(shù)的發(fā)展，OFDM技術(shù)廣泛應(yīng)用于數(shù)字音頻廣播（DAB）、非對稱數(shù)字用戶環(huán)線 （ADSL）以及基于IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)的無線局域網(wǎng) （WLAN）等領(lǐng)域。相對于傳統(tǒng)單載波傳輸系統(tǒng)，OFDM系統(tǒng)對載波頻偏和定時誤差的敏感程度很高，如果同步未能達(dá)到一定的要求，將造成系統(tǒng)性能的急劇下降[1-2]。通常的符號同步算法在硬件實現(xiàn)時，往往需要占用較多資源，對芯片性能要求較高。

筆者介紹了一種采用短訓(xùn)練符號的符號定時方法，并進(jìn)行了硬件結(jié)構(gòu)的設(shè)計與簡化，在一定信噪比條件下達(dá)到了同步性能與資源占用之間的平衡，最后在FPGA中進(jìn)行了仿真與驗證。

2 符號同步算法基本原理

IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)[3]規(guī)定了物理層數(shù)據(jù)單元（PPDU）的幀結(jié)構(gòu)，也就是基帶調(diào)制處理器所要生成的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)，如圖1所示。

幀頭部分包括訓(xùn)練符號和SIGNAL符號。訓(xùn)練符號包括10個周期重復(fù)的短訓(xùn)練序列（STS）t1～t10和 2個周期重復(fù)的長訓(xùn)練序列（LTS）T1～T2，STS 的符號間隔為正常OFDM符號間隔的1/4，LTS的符號間隔與正常OFDM符號相同。SIGNAL符號中包含后續(xù)數(shù)據(jù)的調(diào)制類型、編碼數(shù)據(jù)和數(shù)據(jù)長度等接收機(jī)需要的信息。

本文的符號同步算法是基于IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)的短訓(xùn)練符號來實現(xiàn)的，首先接收機(jī)在空閑時要不斷檢測接收信號的能量，以判斷是否有數(shù)據(jù)幀到達(dá)，如果到達(dá)，開始進(jìn)行接收信號與短訓(xùn)練符號的互相關(guān)運(yùn)算，尋找峰值位置，最終完成符號定時。

幀檢測采用滑動窗信號能量檢測的方法，計算滑動窗口R中接收信號的能量，滑動窗口長度取短訓(xùn)練符號長度D，其公式為

如圖2所示，當(dāng)沒有數(shù)據(jù)幀出現(xiàn)時，得到的R（n）為噪聲的能量，值通常比較小，一旦有數(shù)據(jù)幀到達(dá)，窗口中信號能量會迅速躍升，達(dá)到一個數(shù)值平臺。因此，如果R（n）幅值超過了預(yù)設(shè)的門限值就開始進(jìn)行下一步的相關(guān)運(yùn)算。SNR為信噪比。

由于IEEE802.11a協(xié)議中設(shè)計的訓(xùn)練符號對于發(fā)射機(jī)和接收機(jī)來說都是已知的，將接收數(shù)據(jù)與本地短訓(xùn)練符號S（i）的共軛進(jìn)行相乘累加，即得到互相關(guān)系數(shù)

式中：D=16，即每個短訓(xùn)練符號的樣值個數(shù)。接收信號與訓(xùn)練符號具有很好的相關(guān)特性，當(dāng) C（n）有峰值出現(xiàn)時，表示這個樣值點(diǎn)為一個短訓(xùn)練符號的結(jié)束點(diǎn)，圖2中10個峰值點(diǎn)就是每個短訓(xùn)練符號的結(jié)束位置。

3 符號同步算法的簡化

本地短訓(xùn)練符號和接收到數(shù)據(jù)的實部虛部均為帶符號位的8位二進(jìn)制數(shù)，進(jìn)行能量計算和互相關(guān)計算時將占用FPGA中較多的乘法器資源。顯然，這樣所需的硬件資源開銷非常大，如果要在單片F(xiàn)PGA中實現(xiàn)整個OFDM解調(diào)會比較困難，而且會影響系統(tǒng)的運(yùn)行速度。因此有必要在硬件實現(xiàn)時對算法做一些改進(jìn)，對接收數(shù)據(jù)和本地短訓(xùn)練符號進(jìn)行二階量化得到d[n]=P[r（n）]，其中 P 為復(fù)數(shù)量化函數(shù)，公式如下

經(jīng)過量化處理后，需要復(fù)數(shù)乘法處理的數(shù)據(jù)就只能取 1+j，1-j，-1+j，-1-j，結(jié)果也只有 16 種可能，這時可將結(jié)果儲存在程序中，將輸入作為查找地址，這樣就避免了乘法器的使用，經(jīng)過累加就可以得到互相關(guān)系數(shù)C（n）和能量 R（n）。

接下來要進(jìn)行互相關(guān)系數(shù)C（n）幅值的計算，這涉及到乘法操作及開方運(yùn)算，硬件實現(xiàn)起來十分困難。通?？梢杂嬎慊ハ嚓P(guān)系數(shù)C（n）的實部和虛部的絕對值之和，近似其幅值，計算公式如下

圖3針對簡化后的硬件實現(xiàn)結(jié)構(gòu)在Matlab中進(jìn)行了仿真，對比圖2峰值位置仍然有較好的識別性，門限值大小也根據(jù)圖3選取，這樣也就避免了前兩步近似計算結(jié)果對同步效果的影響。

4 符號同步的FPGA實現(xiàn)

4.1 硬件組成結(jié)構(gòu)

整個符號同步模塊的硬件組成結(jié)構(gòu)如圖4所示，它主要由量化模塊、延時單元、加法器、移位寄存器、取模模塊和判決器組成。

接收到復(fù)數(shù)信號的實部虛部，各取其符號位進(jìn)行量化后，第一路直接進(jìn)行乘法運(yùn)算，根據(jù)式（2）的遞推方法，運(yùn)算結(jié)果及其延時輸入到減法器，把減法器的輸出進(jìn)行累加得到滑動窗口內(nèi)信號能量，經(jīng)過取模后與門限值（由圖3分析，為便于二進(jìn)制表示，門限值設(shè)為0.75）進(jìn)行比較，輸出的結(jié)果作為后續(xù)互相關(guān)模塊的使能信號；另外一路數(shù)據(jù)直接延時16個時鐘周期后與本地量化后的訓(xùn)練符號進(jìn)行互相關(guān)運(yùn)算（如果不進(jìn)行延時，在判定數(shù)據(jù)幀到達(dá)后計算互相關(guān)系數(shù)時，因為第1個短訓(xùn)練符號沒有完整參與運(yùn)算，導(dǎo)致第1個峰值不明顯，容易誤判），然后對取模后的結(jié)果進(jìn)行峰值檢測（由圖3分析，為便于二進(jìn)制表示，門限值設(shè)為1.25），得到10個峰值后輸出同步信號。

4.2 仿真結(jié)果分析

采用Verilog HDL語言進(jìn)行符號同步模塊的硬件設(shè)計，并在ISE9.2i集成設(shè)計環(huán)境中配合ModelSim SE 6.2b進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖5所示。

其中，CLK為 20 MHz的時鐘信號，Data_re和Data_im分別為送入同步模塊進(jìn)行計算的實部和虛部數(shù)據(jù)，F(xiàn)rame_flag為幀檢測信號，用于判斷是否有數(shù)據(jù)幀到達(dá)接收機(jī)，Peak_flag為峰值位置標(biāo)志信號，可以產(chǎn)生最終的同步信號。在Frame_flag信號為高電平期間，互相關(guān)系數(shù)有10個峰值位置，這也符合Matlab中的仿真結(jié)果。

表1是選用Xilinx公司Spartan3系列的xc3s1000-4ft256芯片進(jìn)行仿真實現(xiàn)的資源占用情況，邏輯單元使用率為14%，系統(tǒng)最高工作頻率為60.942 MHz。

表1 FPGA中的資源占用情況

5 小結(jié)

筆者對基于IEEE802.11a協(xié)議的OFDM符號同步算法的硬件實現(xiàn)結(jié)構(gòu)進(jìn)行了簡化，在Matlab中對簡化結(jié)構(gòu)前后的算法分別進(jìn)行了仿真分析，確保了簡化的可行性，最后完成了在FPGA中的硬件電路設(shè)計。最終的結(jié)果表明該算法在降低了硬件資源占用的條件下，仍然能夠達(dá)到較為理想的符號同步效果，并且提高了芯片運(yùn)行速度。這樣就便于將解調(diào)模塊集成在單芯片中，或者是使用較低端的芯片實現(xiàn)同步功能。

[1]史治國，洪少華，陳抗生.基于XILINX FPGA的OFDM通信系統(tǒng)基帶設(shè)計[M].杭州：浙江大學(xué)出版社，2009.

[2]謝英浩，李紹榮.一種優(yōu)化的OFDM符號定時與頻偏估計算法及其 FPGA 實現(xiàn)[J].通信技術(shù)，2008，41（12）：4-6.

[3]陳霞，章堅武.基于IEEE802.11a OFDM同步算法的FPGA實現(xiàn)[J].無線電工程，2007，37（7）：55-57.