摘 要:利用多相濾波器組的成熟理論推導(dǎo)出一種高效的寬帶數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)，并且結(jié)合瞬時(shí)測(cè)頻技術(shù)，可以實(shí)現(xiàn)多通道信號(hào)全概率適時(shí)接收的跨信道判決，避免虛假信號(hào)的產(chǎn)生。 利用Matlab進(jìn)行了仿真測(cè)試和驗(yàn)證，仿真結(jié)果證明了該實(shí)現(xiàn)方法的可行性和有效性。

關(guān)鍵詞:數(shù)字信道化; 多相濾波; 無(wú)盲區(qū)接收; 瞬時(shí)測(cè)頻

中圖分類(lèi)號(hào):TN911 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

文章編號(hào):1004-373X(2010)13-0063-03

Structure of Digital Channelized Receiver without Dead Zone

DU Qiao， HE Zhi-ming

(University of Electronic Science and Technology， Chengdu 611731， China)

Abstract: An architecture of a broadband digital channelized receiver was deduced with the mature theory of DFT polyphase filter banks. The cross-channel decision for receiving the multi-channel signals with total probability at the right time can be achieved in combination with the instantaneous frequency measurement technology to avoid the 1 signal generation. The simulation testing and verification were performed with Matlab software. The simulation result indicates that the method is feasible and effective.

Keywords: digital channelization; polyphase filtering; receive without dead zone; instantaneous frequency measurement

0 引 言

軟件無(wú)線電作為未來(lái)無(wú)線通信的發(fā)展方向，吸引著國(guó)內(nèi)外通信領(lǐng)域的科技人員對(duì)其各項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行全面深入的科學(xué)研究[1]。在無(wú)線電波的應(yīng)用中，經(jīng)常會(huì)碰到需要對(duì)多通道多模式的寬帶信號(hào)進(jìn)行同步全概率截獲和識(shí)別分析，因此信道化接收技術(shù)開(kāi)始收到科研人員的廣泛重視[2]。

數(shù)字信道化接收機(jī)相當(dāng)于一個(gè)單輸入多輸出的網(wǎng)絡(luò)，由多個(gè)子信道信號(hào)采用頻分復(fù)用方式構(gòu)成的寬帶信號(hào)在網(wǎng)絡(luò)里進(jìn)行頻域均勻信道化和抽取操作，最后分別輸出單獨(dú)的子信道信號(hào)[3]。傳統(tǒng)的信道化技術(shù)采用多路數(shù)字下變頻(DDC)并行連結(jié)的方式，分別對(duì)每路子信道的信號(hào)進(jìn)行低通濾波和抽取操作，然而，當(dāng)子信道數(shù)目增多時(shí)，這種信道化方式需要的硬件成本就會(huì)成倍增加，導(dǎo)致系統(tǒng)臃腫，通用性大大降低。在軟件無(wú)線電信道化技術(shù)中，利用數(shù)字信號(hào)系統(tǒng)精確、靈活、造價(jià)低、速度快的優(yōu)點(diǎn)采用數(shù)字濾波器組來(lái)實(shí)現(xiàn)信道的劃分，能十分有效地簡(jiǎn)化接收設(shè)備。將每個(gè)濾波器的中心頻率對(duì)準(zhǔn)相應(yīng)子信道的中心頻率，就能將每路子信道從多路頻分復(fù)用的寬帶信號(hào)中分離出來(lái)。

數(shù)字濾波器組可以利用數(shù)字信號(hào)處理的方法在通用芯片中通過(guò)軟件的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)，從而降低硬件復(fù)雜度，提高硬件平臺(tái)的靈活性和通用性。這種處理方法運(yùn)算量比較大，相應(yīng)的信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)效率比較低，因此從算法結(jié)構(gòu)上降低總運(yùn)算量成為信道化結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的難點(diǎn)與關(guān)鍵。

1 多相濾波結(jié)構(gòu)原理

數(shù)字濾波器組信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)如圖1所示。圖中，本振角頻率ωk(k=0，1，…，K-1)為各個(gè)子信道的中心頻率，具體值由各信道的劃分方式?jīng)Q定。ωk的作用就是將第k個(gè)子信道搬移至基帶(零中頻)，然后通過(guò)N階低通FIR取濾波器h(n)抽取對(duì)應(yīng)的子信道。由于濾波后的信號(hào)帶寬變?yōu)?π/D，故可以對(duì)其進(jìn)行D倍抽取。但是當(dāng)信道數(shù)較多，D值很大時(shí)，圖1中低通濾波器所需的階數(shù)會(huì)變得非常大，而且每個(gè)信道配一個(gè)這樣的濾波器，實(shí)現(xiàn)效率非常低，所以需要一種高效的信道化實(shí)現(xiàn)方法。文獻(xiàn)[3-5]中推導(dǎo)了一種基于多相DFT濾波器組的信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)，其具體推導(dǎo)過(guò)程如下:

圖1所示的濾波器的個(gè)數(shù)(即子信道的個(gè)數(shù))K與抽取比D滿足K=DF的關(guān)系(F為正整數(shù))，其第k個(gè)信道的輸出為:

yk(m)={[S(n)e-jωk]*h(n)}|n=mD=

{∑N-1i=0S(n-i)e-jωk(n-i)#8226;h(i)}|n=mD=

∑N-1i=0S(mD-i)e-jωk(mD-i)#8226;h(i)=

∑K-1p=0∑N/K-1i=0S(mD-iK-p)e-jωk(mD-iK-p)#8226;h(iK+p)

式中:h(iK+p)即為h(n)的多相分支，其系數(shù)長(zhǎng)度為M=N/K。

令:

Sp(m)=S(mD-p)，hp(m)=h(mK+p)，

p=0，1，…，K-1

則有:

yk(m)=∑K-1p=0[ ∑M-1i=0Sp(m-iF)e-jωk(m-iF)D#8226;hp(i)] ejωkp=

∑K-1p=0[ ∑(M-1)Fl=iF=0Sp(m-l)e-jωk(m-l)D#8226;hp(l/F)] ejωkp

設(shè)

h′p(l)=hp(l/F)，可得:

yk(m)=∑K-1p=0{[Sp(m)e-jωkmD]

h′p(m)}ejωkp，

k=0，1，…，K-1

設(shè):

xp(m)=[Sp(m)e-jωkmD]h′p(m)

(1)

則有:

yk(m)=∑K-1p=0xp(m)ejωkp

(2)

圖1 數(shù)字濾波器組信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)

2 一種無(wú)盲區(qū)數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)

本文采用如圖2所示的信道劃分方式，這樣處理的優(yōu)點(diǎn)在于實(shí)信號(hào)輸入情況下各信道的輸出都是復(fù)基帶信號(hào)，方便了信道化輸出信號(hào)的參數(shù)提取。相鄰信道頻譜構(gòu)成50%的重疊拓寬了濾波器的頻響，各信道的通帶拼接后可覆蓋整個(gè)多通道信號(hào)帶寬，消除了接收盲區(qū)，真正實(shí)現(xiàn)信號(hào)的全概率截獲;并且多相DFT的原型濾波器采用阻帶截止帶寬為通帶2倍的設(shè)計(jì)，這也可以大大降低濾波器階數(shù)。

這種信道劃分方式下，抽取因子D=K，ωk=(k+14)2πK=(k+14)2πD。

代入式(1)，式(2)可得:

xp(m)=[Sp(m)e-j(k+14)2πDmD]hp(m)=

[Sp(m)e-jπm2]hp(m)

yk(m)=∑D-1p=0xp(m)ej(k+14)2πDp=∑D-1p=0[xp(m)ejπ2Dp]ej2πDkp

=IDFT[ [Sp(m)e-jπm2]hp(m)ejπ2Dp] k

(3)

圖2 實(shí)信號(hào)信道劃分方式

3 信道判決

相鄰信道頻響50%重疊會(huì)使一個(gè)輸入信號(hào)同時(shí)落在兩個(gè)相鄰信道上，而產(chǎn)生虛假信號(hào)。一種較簡(jiǎn)單的解決方法是可以在上述濾波器組的輸出端分別連接瞬時(shí)測(cè)頻模塊，采用一階相位差分別測(cè)出每個(gè)子信道輸出信號(hào)的瞬時(shí)頻率fk(m)，然后根據(jù)其歸一化值(fk(m)∈[-0.5，0.5]，k=0，1，…，K-1)來(lái)判決其所屬的真實(shí)信道[6]。

根據(jù)上述構(gòu)想，得到基于多相濾波器組的無(wú)盲區(qū)實(shí)信號(hào)信道化接收機(jī)數(shù)學(xué)模型如圖3所示。在有信號(hào)存在的信道k上，按式(4)對(duì)信號(hào)進(jìn)行信道判決:

ch_decide=k，k<0.25

D-k，k<-0.25

D-k-1，k>0.25

(4)

式中:k為瞬時(shí)測(cè)頻fk(m)對(duì)m點(diǎn)樣本的L次隨機(jī)實(shí)驗(yàn)均值[7]，并且單個(gè)輸入信號(hào)在相鄰信道k和D-k-1上的瞬時(shí)測(cè)頻(DIFM)輸出滿足如下關(guān)系式:

k+D-k-1=0.5

(5)

圖3 一種無(wú)盲區(qū)實(shí)信號(hào)信道化接收機(jī)數(shù)學(xué)模型

所以該信號(hào)的頻率值實(shí)際上可以從這兩個(gè)相鄰信道分別檢測(cè)出來(lái)。

4 計(jì)算機(jī)仿真

對(duì)圖3中的結(jié)構(gòu)進(jìn)行Matlab仿真。設(shè)D=K=8，采樣速率fs=128 MHz，樣本點(diǎn)數(shù)為2 000，針對(duì)兩個(gè)實(shí)單頻信號(hào)x1(n)和x2(n)進(jìn)行Matlab仿真，x1(n)頻率為50 MHz，x2(n)頻率為55 MHz。多相濾波器的原型低通濾波器利用Matlab中的remezord函數(shù)和remez函數(shù)確定。仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4 輸入信號(hào)和信道的幅頻響應(yīng)

由圖4可知兩個(gè)信號(hào)同時(shí)落入3#信道，x1(n)的鏡像落入5#信道，x2(n)的鏡像落入4#信道。信道3~5的DIFM輸出值如圖5所示。

圖5 信道3~5的DIFM輸出值(輸入SNR=20 dB)

由圖5可知，信道3的DIFM輸出有較大波動(dòng)，說(shuō)明該信道存在兩個(gè)信號(hào)，并且這兩個(gè)信號(hào)在信道3中的輸出幅度相同，但由式(4)仍然可以通過(guò)信道4，5分別得到信號(hào)x2(n)，x1(n)的準(zhǔn)確瞬時(shí)頻率。根據(jù)式(4)和式(5)的判決方法可得x1(n)，x2(n)在信道3中的估計(jì)頻率歸一值分別為-0124 7和0187 6，理論頻率值分別為-0125和0187 5，兩值相互比較可知此時(shí)頻率估計(jì)誤差小于1‰。上述仿真結(jié)果表明，該數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)可以有效地實(shí)現(xiàn)多通道信號(hào)的無(wú)盲區(qū)接收，并且可以分辨出落在同一個(gè)信道的兩個(gè)同時(shí)到達(dá)的信號(hào)，避免了虛假信號(hào)的產(chǎn)生。

5 結(jié) 語(yǔ)

將一種高效的數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)與瞬時(shí)測(cè)頻模塊相結(jié)合，采用重疊一半多相濾波的信道化分方式，可以實(shí)現(xiàn)多通道信號(hào)的無(wú)盲區(qū)接收可以有效消除虛假輸出。仿真試驗(yàn)的結(jié)果表明，這種接收機(jī)結(jié)構(gòu)復(fù)雜度較低，具有較好的實(shí)時(shí)處理能力。而且后接的利用一階相位差分法的信道判決模塊硬件資源消耗也比較少，可以進(jìn)一步深化研究如何利用數(shù)字信號(hào)處理硬件如FPGA等來(lái)實(shí)現(xiàn)這一技術(shù)[8-10]。

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